JP3334191B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents
電動機の制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭインバータを用
いて電動機を制御する際に、コンバータから出力される
直流電圧の変動によって電動機に印加する電圧が不安定
化しないようにした電動機の制御装置に関する。
いて電動機を制御する際に、コンバータから出力される
直流電圧の変動によって電動機に印加する電圧が不安定
化しないようにした電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は例えば特公昭６１−２７９９０の
ように、商用電源を整流回路により整流した直流電圧を
入力とするインバータにおいて、前記整流回路が同方向
に直列に接続された２つのダイオードと、同方向に直列
に接続された２つのサイリスタと、直列に接続された２
つの平滑キャパシタと、前記２つのサイリスタの間の接
続点に一端が接続され他端が前記２つの平滑キャパシタ
の間の接続点に接続された双方向性サイリスタとを備
え、前記２つのダイオードと２つのサイリスタと２つの
平滑キャパシタとがそれぞれ並列に接続され、インバー
タ始動時に双方向性サイリスタがオフされるとともに２
つのサイリスタの導通角が制御され、出力周波数が高く
なると前記２つのサイリスタがオフされるとともに双方
向性サイリスタの導通角を制御して、始動時には直流電
圧が高くならないようにしているため、インバータ回路
の半導体スイッチに流れるピーク電流が押さえられる構
成となっていた。
ように、商用電源を整流回路により整流した直流電圧を
入力とするインバータにおいて、前記整流回路が同方向
に直列に接続された２つのダイオードと、同方向に直列
に接続された２つのサイリスタと、直列に接続された２
つの平滑キャパシタと、前記２つのサイリスタの間の接
続点に一端が接続され他端が前記２つの平滑キャパシタ
の間の接続点に接続された双方向性サイリスタとを備
え、前記２つのダイオードと２つのサイリスタと２つの
平滑キャパシタとがそれぞれ並列に接続され、インバー
タ始動時に双方向性サイリスタがオフされるとともに２
つのサイリスタの導通角が制御され、出力周波数が高く
なると前記２つのサイリスタがオフされるとともに双方
向性サイリスタの導通角を制御して、始動時には直流電
圧が高くならないようにしているため、インバータ回路
の半導体スイッチに流れるピーク電流が押さえられる構
成となっていた。
【０００３】図９はコンバータ電圧特性図である。全波
整流から倍電圧整流へ切換える場合、前記双方向性サイ
リスタの導通角を制御して行うが、コンバータの出力電
圧は図９に示すように約倍になる。このとき、ＰＷＭイ
ンバータの電圧変調率をマイコンで制御し電動機に印加
する電圧が一定となるように制御する。
整流から倍電圧整流へ切換える場合、前記双方向性サイ
リスタの導通角を制御して行うが、コンバータの出力電
圧は図９に示すように約倍になる。このとき、ＰＷＭイ
ンバータの電圧変調率をマイコンで制御し電動機に印加
する電圧が一定となるように制御する。
【０００４】一方、ＰＷＭインバータを用いて電動機を
制御する際は、負荷電流などの外乱入力によってコンバ
ータから出力される直流電圧が変動してしまうため、電
動機の速度電圧特性から得られる電動機の印加電圧と実
際のインバータ出力電圧との間にずれが生じ、電動機の
効率の低下、騒音の発生等の不安定現象を招き、所期の
性能を得ることができないという問題がある。
制御する際は、負荷電流などの外乱入力によってコンバ
ータから出力される直流電圧が変動してしまうため、電
動機の速度電圧特性から得られる電動機の印加電圧と実
際のインバータ出力電圧との間にずれが生じ、電動機の
効率の低下、騒音の発生等の不安定現象を招き、所期の
性能を得ることができないという問題がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】全波整流電源や、倍電
圧整流電源ではその出力は常に一定であるため、圧縮機
駆動用電動機の設計は電源の出力できる平均電圧と、シ
ステムで必要な最大化移転数及び負荷で決まってしま
う。従って、システムの定格運転時ではマイコンにより
パワー素子をＰＷＭ制御し、等価的に電動機に印加させ
る電圧や周波数を変化させて回転数を低下させている。
このため、電動機は最大出力を得るために容量の大きい
設計となり、システムの運転に対し大半を占める定格時
では、その半分以下の容量で駆動しているので、効率が
低下し大幅な省電力にならない。
圧整流電源ではその出力は常に一定であるため、圧縮機
駆動用電動機の設計は電源の出力できる平均電圧と、シ
ステムで必要な最大化移転数及び負荷で決まってしま
う。従って、システムの定格運転時ではマイコンにより
パワー素子をＰＷＭ制御し、等価的に電動機に印加させ
る電圧や周波数を変化させて回転数を低下させている。
このため、電動機は最大出力を得るために容量の大きい
設計となり、システムの運転に対し大半を占める定格時
では、その半分以下の容量で駆動しているので、効率が
低下し大幅な省電力にならない。
【０００６】また、特公昭６１−２７９９０に記載の整
流回路のいくつかのダイオードをサイリスタに置き換え
て、サイリスタの導通角を調整しつつ、インバータを始
動することで直流電圧を制御し、双方向性サイリスタに
流れるピーク電流を押さえる方式は、始動時の直流電圧
のみを制御するものである。
流回路のいくつかのダイオードをサイリスタに置き換え
て、サイリスタの導通角を調整しつつ、インバータを始
動することで直流電圧を制御し、双方向性サイリスタに
流れるピーク電流を押さえる方式は、始動時の直流電圧
のみを制御するものである。
【０００７】仮に、この双方向性サイリスタによって、
全波整流から倍電圧整流へ切換えた場合は、直流電圧を
検出していないため、負荷電流などの外乱入力によって
コンバータから出力される直流電圧が変動してしい、電
動機の速度電圧特性から得られる電動機の印加電圧と実
際のインバータ出力電圧との間にずれが生じ、電動機の
効率の低下、騒音の発生等の不安定現象を招き、所期の
性能を得ることができないという問題がある。
全波整流から倍電圧整流へ切換えた場合は、直流電圧を
検出していないため、負荷電流などの外乱入力によって
コンバータから出力される直流電圧が変動してしい、電
動機の速度電圧特性から得られる電動機の印加電圧と実
際のインバータ出力電圧との間にずれが生じ、電動機の
効率の低下、騒音の発生等の不安定現象を招き、所期の
性能を得ることができないという問題がある。
【０００８】本発明の目的は、インバータによって電動
機を制御するにあたって、電動機の印加電圧の不安定化
を抑制する電動機の制御装置を提供することにある。
機を制御するにあたって、電動機の印加電圧の不安定化
を抑制する電動機の制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、下記のような制御方法が考えられる。
に、下記のような制御方法が考えられる。
【００１０】ＰＷＭインバータの電圧変調率をマイコン
で制御して、つまりコンバータの出力電圧の基準となる
参照電圧を更新しながら電動機に印加する電圧を一定と
するか、またはコンバータから出力される直流電圧を検
出し、この検出電圧とコンバータの出力電圧の基準とな
る参照電圧との比較によってインバータの電圧変調率を
補正することで、インバータに印加される直流電圧が変
動した場合でも、電動機の印加電圧が実質的に等しくな
るように制御するという方法もあるが、電動機の制御時
において制御回路に設定されたコンバータの出力電圧の
基準となる参照電圧、またはインバータの電圧変調率の
一方のみを補正すると、電動機の印加電圧が不安定にな
るおそれがある。
で制御して、つまりコンバータの出力電圧の基準となる
参照電圧を更新しながら電動機に印加する電圧を一定と
するか、またはコンバータから出力される直流電圧を検
出し、この検出電圧とコンバータの出力電圧の基準とな
る参照電圧との比較によってインバータの電圧変調率を
補正することで、インバータに印加される直流電圧が変
動した場合でも、電動機の印加電圧が実質的に等しくな
るように制御するという方法もあるが、電動機の制御時
において制御回路に設定されたコンバータの出力電圧の
基準となる参照電圧、またはインバータの電圧変調率の
一方のみを補正すると、電動機の印加電圧が不安定にな
るおそれがある。
【００１１】また、全波整流から倍電圧整流の切換え
時、または倍電圧整流から全波整流の切換え時におい
て、図２に示すように電動機の負荷変動などによって実
際にコンバータから出力される直流電圧と、制御回路に
設定したコンバータの出力電圧の基準となる参照電圧の
更新パターンとの間に差異が生じた場合、コンバータの
出力電圧を検出せずに制御回路に設定したコンバータの
出力電圧の基準となる参照電圧によってインバータの電
圧変調率を補正しているために電動機の印加電圧を安定
させることができない。
時、または倍電圧整流から全波整流の切換え時におい
て、図２に示すように電動機の負荷変動などによって実
際にコンバータから出力される直流電圧と、制御回路に
設定したコンバータの出力電圧の基準となる参照電圧の
更新パターンとの間に差異が生じた場合、コンバータの
出力電圧を検出せずに制御回路に設定したコンバータの
出力電圧の基準となる参照電圧によってインバータの電
圧変調率を補正しているために電動機の印加電圧を安定
させることができない。
【００１２】一方、図５はＰＷＭ信号の制御法説明図で
ある。コンバータの検出出力電圧が出力電圧の基準とな
る参照電圧より低い場合、インバータのゲート信号のパ
ルス幅を拡大するようにして電圧変調率を補正する。仮
に補正前の電圧変調率が１００％であったとすると、電
圧変調率は最大で１００％以上にはできないため、コン
バータの出力電圧がリップルを含んでいると電動機の印
加電圧にリップル成分が含まれてしまい、騒音の発生等
の不安定現象を招くおそれがある。
ある。コンバータの検出出力電圧が出力電圧の基準とな
る参照電圧より低い場合、インバータのゲート信号のパ
ルス幅を拡大するようにして電圧変調率を補正する。仮
に補正前の電圧変調率が１００％であったとすると、電
圧変調率は最大で１００％以上にはできないため、コン
バータの出力電圧がリップルを含んでいると電動機の印
加電圧にリップル成分が含まれてしまい、騒音の発生等
の不安定現象を招くおそれがある。
【００１３】入力された交流を全波整流された直流若し
くは倍電圧整流された直流に変換するコンバータと、こ
のコンバータが出力を平滑する平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサに接続されＰＷＭ変調された電力を電動
機に供給するインバータと、参照電圧と検出直流電圧と
に基づいてこのインバータの出力電圧信号を補正する機
能とを備えた電動機の制御装置において、前記全波整流
から前記倍電圧整流への切換え時若しくは前記倍電圧か
ら前記全波整流への切換え時の前記参照電圧を前記平滑
コンデンサの時定数を考慮した参照電圧とした。
くは倍電圧整流された直流に変換するコンバータと、こ
のコンバータが出力を平滑する平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサに接続されＰＷＭ変調された電力を電動
機に供給するインバータと、参照電圧と検出直流電圧と
に基づいてこのインバータの出力電圧信号を補正する機
能とを備えた電動機の制御装置において、前記全波整流
から前記倍電圧整流への切換え時若しくは前記倍電圧か
ら前記全波整流への切換え時の前記参照電圧を前記平滑
コンデンサの時定数を考慮した参照電圧とした。
【００１４】
【作用】請求項１の発明による電動機の制御装置は、全
波整流から倍電圧整流の切換え時、または倍電圧整流か
ら全波整流の切換え時において、コンバータの出力電圧
の基準となる参照電圧パターンを変更し、またコンバー
タから出力される直流電圧を検出し、これにもとづいて
インバータの電圧変調率を補正することにより、コンバ
ータの出力電圧変動を補償し、電動機の印加電圧の不安
定化を抑制する。
波整流から倍電圧整流の切換え時、または倍電圧整流か
ら全波整流の切換え時において、コンバータの出力電圧
の基準となる参照電圧パターンを変更し、またコンバー
タから出力される直流電圧を検出し、これにもとづいて
インバータの電圧変調率を補正することにより、コンバ
ータの出力電圧変動を補償し、電動機の印加電圧の不安
定化を抑制する。
【００１５】請求項２の発明による電動機の制御装置
は、電圧検出部によりコンバータから出力される最小出
力電圧を検出し、この検出電圧にもとづいてコンバータ
の出力電圧の基準となる参照電圧を補正するとともに、
コンバータの前記参照電圧と前記電圧検出部により検出
されたコンバータの出力電圧にもとづいて、ＰＷＭイン
バータの出力電圧信号を補正することにより、補正前の
インバータの電圧変調率がいかなる場合においてもコン
バータの出力電圧変動を補償し、電動機の印加電圧の不
安定化を抑制する。
は、電圧検出部によりコンバータから出力される最小出
力電圧を検出し、この検出電圧にもとづいてコンバータ
の出力電圧の基準となる参照電圧を補正するとともに、
コンバータの前記参照電圧と前記電圧検出部により検出
されたコンバータの出力電圧にもとづいて、ＰＷＭイン
バータの出力電圧信号を補正することにより、補正前の
インバータの電圧変調率がいかなる場合においてもコン
バータの出力電圧変動を補償し、電動機の印加電圧の不
安定化を抑制する。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の各実施例を図によって説明す
る。
る。
【００１７】図１は、本発明の第１実施例を示すブロッ
ク図である。１は交流電源、２は整流回路、３は平滑キ
ャパシタ、４は電圧検出器、５はインバータ、７はイン
バータ制御回路、６は誘導電動機、８は全波倍電圧切換
えリレーである。電圧検出器４は、インバータ５に印加
される直流電圧を検出できるように配置される。電圧検
出器４は、インバータ制御回路７と信号線で接続され
る。図２に示すように全波整流から倍電圧整流の切換え
時、または倍電圧整流から全波整流の切換え時におい
て、予め平滑キャパシタ３の端子電圧の時定数を計算
し、これに沿うようにコンバータの出力電圧の基準とな
る参照電圧を設定する。コンバータの直流電圧をＶDC、
インバータの電圧変調率をμとすれば、インバータの出
力電圧ＶOは次式によって表される。
ク図である。１は交流電源、２は整流回路、３は平滑キ
ャパシタ、４は電圧検出器、５はインバータ、７はイン
バータ制御回路、６は誘導電動機、８は全波倍電圧切換
えリレーである。電圧検出器４は、インバータ５に印加
される直流電圧を検出できるように配置される。電圧検
出器４は、インバータ制御回路７と信号線で接続され
る。図２に示すように全波整流から倍電圧整流の切換え
時、または倍電圧整流から全波整流の切換え時におい
て、予め平滑キャパシタ３の端子電圧の時定数を計算
し、これに沿うようにコンバータの出力電圧の基準とな
る参照電圧を設定する。コンバータの直流電圧をＶDC、
インバータの電圧変調率をμとすれば、インバータの出
力電圧ＶOは次式によって表される。
【００１８】
【数１】
【００１９】したがって、図２に示すように平滑キャパ
シタ３の端子電圧の時定数に応じてコンバータの出力電
圧の基準となる参照電圧ＶREFを設定し、この参照電圧
にしたがってインバータの電圧変調率μを変動させるこ
とによって、全波整流から倍電圧整流の切換え時、また
は倍電圧整流から全波整流の切換え時において、インバ
ータの出力電圧ＶOを一定とすることができる。しか
し、電動機の負荷変動等の理由で平滑キャパシタ３の端
子電圧の時定数が一点鎖線のように変化すると、あらか
じめ設定していた参照電圧ＶREFのパターンが不適合と
なりインバータの出力電圧ＶOは一定とならない。そこ
で、図１に示す電圧検出器４によって平滑キャパシタ３
の端子電圧を検出し、端子電圧がコンバータの出力電圧
の基準となる参照電圧ＶREFをより大きければ電圧変調
率μを減少させるように、また端子電圧が参照電圧Ｖ
REFより小さければ電圧変調率μを増加させるように補
正すれば、インバータの出力電圧ＶOを一定とすること
ができる。このとき、補正後の電圧変調率μ’を次式に
よって求める。
シタ３の端子電圧の時定数に応じてコンバータの出力電
圧の基準となる参照電圧ＶREFを設定し、この参照電圧
にしたがってインバータの電圧変調率μを変動させるこ
とによって、全波整流から倍電圧整流の切換え時、また
は倍電圧整流から全波整流の切換え時において、インバ
ータの出力電圧ＶOを一定とすることができる。しか
し、電動機の負荷変動等の理由で平滑キャパシタ３の端
子電圧の時定数が一点鎖線のように変化すると、あらか
じめ設定していた参照電圧ＶREFのパターンが不適合と
なりインバータの出力電圧ＶOは一定とならない。そこ
で、図１に示す電圧検出器４によって平滑キャパシタ３
の端子電圧を検出し、端子電圧がコンバータの出力電圧
の基準となる参照電圧ＶREFをより大きければ電圧変調
率μを減少させるように、また端子電圧が参照電圧Ｖ
REFより小さければ電圧変調率μを増加させるように補
正すれば、インバータの出力電圧ＶOを一定とすること
ができる。このとき、補正後の電圧変調率μ’を次式に
よって求める。
【００２０】
【数２】
【００２１】このように、補正後の電圧変調率μ’を用
いてインバータの出力電圧ＶOを決定することによっ
て、例えば図３に示すように電動機の負荷変動等の理由
で平滑キャパシタ３の端子電圧の時定数が一点鎖線のよ
うに変化した場合でも、全波整流から倍電圧整流の切換
え時、および倍電圧整流から全波整流の切換え時に電動
機の印加電圧の不安定化を抑制することができる。
いてインバータの出力電圧ＶOを決定することによっ
て、例えば図３に示すように電動機の負荷変動等の理由
で平滑キャパシタ３の端子電圧の時定数が一点鎖線のよ
うに変化した場合でも、全波整流から倍電圧整流の切換
え時、および倍電圧整流から全波整流の切換え時に電動
機の印加電圧の不安定化を抑制することができる。
【００２２】また、本発明は全波整流から倍電圧整流の
切換え時、および倍電圧整流から全波整流の切換え時に
半導体スイッチを用いて、徐々にコンバータ出力電圧を
変化させる場合においても、電動機の印加電圧の不安定
化抑制に有効である。
切換え時、および倍電圧整流から全波整流の切換え時に
半導体スイッチを用いて、徐々にコンバータ出力電圧を
変化させる場合においても、電動機の印加電圧の不安定
化抑制に有効である。
【００２３】つぎに、本発明の第２実施例について説明
する。図４は、本発明の第２実施例を示すブロック図で
ある。回路構成は図１に示したものと同一であるが、全
波整流時、または倍電圧整流時で電動機を駆動させた場
合、負荷の変動や電源電圧の変動でコンバータの直流電
圧が変動する。以下、この直流電圧が変動に対する制御
方法を説明する。
する。図４は、本発明の第２実施例を示すブロック図で
ある。回路構成は図１に示したものと同一であるが、全
波整流時、または倍電圧整流時で電動機を駆動させた場
合、負荷の変動や電源電圧の変動でコンバータの直流電
圧が変動する。以下、この直流電圧が変動に対する制御
方法を説明する。
【００２４】図５にＰＷＭ信号の制御法について示す。
１６は変調波信号、１７はインバータの出力電圧に相当
する被変調波信号である。図に示すように、変調波信号
と被変調波信号との比較によって、ゲート信号のパルス
幅を決定する。パルス幅を拡大すると電圧変調率は増加
し、パルス幅を縮小すると電圧変調率は減少する。この
とき、コンバータの出力電圧が変動した場合でもインバ
ータの出力電圧が変動しないようにインバータの電圧変
調率を補正する。図６に、コンバータの出力電圧の基準
となる参照電圧ＶREFとコンバータの検出直流電圧Ｖの
一例を示す。図のように検出直流電圧Ｖがリップル成分
を含む場合、検出直流電圧Ｖがコンバータの出力電圧の
基準となる参照電圧ＶREFをより大きければ電圧変調率
μを減少させるように、また検出直流電圧Ｖが参照電圧
ＶREFより小さければ電圧変調率μを増加させるように
補正すれば、インバータの出力電圧ＶOを一定とするこ
とができる。このとき、補正後の電圧変調率μ’は式２
によって求める。このように、補正後の電圧変調率μ’
を用いてインバータの出力電圧ＶOを決定することによ
って、コンバータの出力電圧にリップル成分が含まれる
場合でも電動機の印加電圧の不安定化を抑制することが
できる。ところが検出直流電圧Ｖが参照電圧ＶREFより
小さく電圧変調率μを増加させるように補正する場合、
補正後の電圧変調率μが１００％以上になると、ゲート
信号のパルスデューティは１００％以上にはできないた
め、インバータ出力電圧のリップル成分の補償は不可能
となる。そこで、図７に示すように電圧検出器でコンバ
ータ出力電圧の最小値を検出し、この検出電圧をコンバ
ータの出力電圧の基準となる参照電圧とする。この補正
された参照電圧と電圧検出器により検出されたコンバー
タの出力電圧にもとづいて、インバータの電圧変調率を
補正する。このとき、補正後の電圧変調率μ’は式２に
よって求める。これにより、補正後のインバータの電圧
変調率μ’は１００％以下になるので、補正前のインバ
ータの電圧変調率μがいかなる場合においてもコンバー
タ出力電圧のリップル成分を補償し、電動機の印加電圧
の安定化を図ることができる。
１６は変調波信号、１７はインバータの出力電圧に相当
する被変調波信号である。図に示すように、変調波信号
と被変調波信号との比較によって、ゲート信号のパルス
幅を決定する。パルス幅を拡大すると電圧変調率は増加
し、パルス幅を縮小すると電圧変調率は減少する。この
とき、コンバータの出力電圧が変動した場合でもインバ
ータの出力電圧が変動しないようにインバータの電圧変
調率を補正する。図６に、コンバータの出力電圧の基準
となる参照電圧ＶREFとコンバータの検出直流電圧Ｖの
一例を示す。図のように検出直流電圧Ｖがリップル成分
を含む場合、検出直流電圧Ｖがコンバータの出力電圧の
基準となる参照電圧ＶREFをより大きければ電圧変調率
μを減少させるように、また検出直流電圧Ｖが参照電圧
ＶREFより小さければ電圧変調率μを増加させるように
補正すれば、インバータの出力電圧ＶOを一定とするこ
とができる。このとき、補正後の電圧変調率μ’は式２
によって求める。このように、補正後の電圧変調率μ’
を用いてインバータの出力電圧ＶOを決定することによ
って、コンバータの出力電圧にリップル成分が含まれる
場合でも電動機の印加電圧の不安定化を抑制することが
できる。ところが検出直流電圧Ｖが参照電圧ＶREFより
小さく電圧変調率μを増加させるように補正する場合、
補正後の電圧変調率μが１００％以上になると、ゲート
信号のパルスデューティは１００％以上にはできないた
め、インバータ出力電圧のリップル成分の補償は不可能
となる。そこで、図７に示すように電圧検出器でコンバ
ータ出力電圧の最小値を検出し、この検出電圧をコンバ
ータの出力電圧の基準となる参照電圧とする。この補正
された参照電圧と電圧検出器により検出されたコンバー
タの出力電圧にもとづいて、インバータの電圧変調率を
補正する。このとき、補正後の電圧変調率μ’は式２に
よって求める。これにより、補正後のインバータの電圧
変調率μ’は１００％以下になるので、補正前のインバ
ータの電圧変調率μがいかなる場合においてもコンバー
タ出力電圧のリップル成分を補償し、電動機の印加電圧
の安定化を図ることができる。
【００２５】尚、本発明は全波整流について説明したが
倍電圧や切換え方式においても、電源電圧の変動は発生
するため、この制御が適用できる。また、電動機が直流
機であっても、本発明の全波整流と倍電圧整流切換え時
の電圧制御や、電源電圧の変動時の制御方法は適用可能
である。
倍電圧や切換え方式においても、電源電圧の変動は発生
するため、この制御が適用できる。また、電動機が直流
機であっても、本発明の全波整流と倍電圧整流切換え時
の電圧制御や、電源電圧の変動時の制御方法は適用可能
である。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、全波整流と倍電圧整流
の切換えを可能としたコンバータを有した誘導電動機の
制御装置において、前記コンバータから出力される直流
電圧を検出する手段を備え、全波整流から倍電圧整流の
切換え時、または倍電圧整流から全波整流の切換え時に
おいて、前記コンバータの出力電圧の基準となる参照電
圧を変更し、かつ前記コンバータから出力される直流電
圧を検出し、該検出直流電圧信号にもとづいて前記イン
バータ制御回路の出力電圧信号を補正することにより、
全波整流から倍電圧整流の切換え、および倍電圧整流か
ら全波整流の切換え時に電動機の負荷変動等の理由でコ
ンバータ出力電圧の時定数が変化した場合でも、電動機
の印加電圧の不安定化を抑制することができる。
の切換えを可能としたコンバータを有した誘導電動機の
制御装置において、前記コンバータから出力される直流
電圧を検出する手段を備え、全波整流から倍電圧整流の
切換え時、または倍電圧整流から全波整流の切換え時に
おいて、前記コンバータの出力電圧の基準となる参照電
圧を変更し、かつ前記コンバータから出力される直流電
圧を検出し、該検出直流電圧信号にもとづいて前記イン
バータ制御回路の出力電圧信号を補正することにより、
全波整流から倍電圧整流の切換え、および倍電圧整流か
ら全波整流の切換え時に電動機の負荷変動等の理由でコ
ンバータ出力電圧の時定数が変化した場合でも、電動機
の印加電圧の不安定化を抑制することができる。
【００２７】また、電動機の制御装置において電圧検出
器によりコンバータから出力される最小出力電圧を検出
し、この検出電圧にもとづいてコンバータの出力電圧の
基準となる参照電圧を補正するとともに、コンバータの
前記参照電圧と前記電圧検出部により検出されたコンバ
ータの出力電圧にもとづいて、ＰＷＭインバータの出力
電圧信号を補正することにより、補正前のインバータの
電圧変調率がいかなる場合においてもコンバータの出力
電圧変動を補償し、電動機の印加電圧の不安定化を抑制
することができる。
器によりコンバータから出力される最小出力電圧を検出
し、この検出電圧にもとづいてコンバータの出力電圧の
基準となる参照電圧を補正するとともに、コンバータの
前記参照電圧と前記電圧検出部により検出されたコンバ
ータの出力電圧にもとづいて、ＰＷＭインバータの出力
電圧信号を補正することにより、補正前のインバータの
電圧変調率がいかなる場合においてもコンバータの出力
電圧変動を補償し、電動機の印加電圧の不安定化を抑制
することができる。
【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図である。
【図２】電圧切換え時の各信号説明図である。
【図３】電圧切換え時に電圧値を参照して制御した各信
号説明図である。
号説明図である。
【図４】本発明の第２実施例を示すブロック図である。
【図５】ＰＷＭ信号の制御方法を示す図である。
【図６】電源電圧変動時の各信号説明図である。
【図７】電源電圧変動時の各信号説明図である。
【図８】従来のコンバータ回路図である。
【図９】全波整流から倍電圧整流へ切換え時のコンバー
タ電圧特性図である。
タ電圧特性図である。
１…交流電源、２…整流回路、３…平滑キャパシタ、４
…電圧検出器、５…インバータ、６…誘導電動機、７…
インバータ制御回路、８…全波倍電圧切換えリレー、９
…交流電源、１０…整流回路、１１…平滑キャパシタ、
１２…電圧検出器、１３…インバータ、１４…誘導電動
機、１５…インバータ制御回路、１６…変調波、１７…
被変調波、１８…交流電源、１９…整流回路、２０…平
滑キャパシタ、２１…双方向性サイリスタ、２２…サイ
リスタ、２３…位相制御信号回路、２４…ドライバ。
…電圧検出器、５…インバータ、６…誘導電動機、７…
インバータ制御回路、８…全波倍電圧切換えリレー、９
…交流電源、１０…整流回路、１１…平滑キャパシタ、
１２…電圧検出器、１３…インバータ、１４…誘導電動
機、１５…インバータ制御回路、１６…変調波、１７…
被変調波、１８…交流電源、１９…整流回路、２０…平
滑キャパシタ、２１…双方向性サイリスタ、２２…サイ
リスタ、２３…位相制御信号回路、２４…ドライバ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−145892（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−79775（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−234057（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−208097（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−202165（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02P 7/63 302
Claims (2)
- 【請求項１】入力された交流を全波整流された直流若し
くは倍電圧整流された直流に変換するコンバータと、こ
のコンバータが出力を平滑する平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサに接続されＰＷＭ変調された電力を電動
機に供給するインバータと、参照電圧と検出直流電圧と
に基づいてこのインバータの出力電圧信号を補正する機
能とを備えた電動機の制御装置において、前記全波整流
から前記倍電圧整流への切換え時若しくは前記倍電圧か
ら前記全波整流への切換え時の前記参照電圧を前記平滑
コンデンサの時定数を考慮した参照電圧とした電動機の
制御装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記コンバータの脈動
する直流電圧の最小出力電圧を、前記コンバータの出力
電圧の基準となる参照電圧とし、この参照電圧と前記検
出直流電圧との差に応じて、前記インバータの出力電圧
信号を補正する機能を備えた電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28725492A JP3334191B2 (ja) | 1992-10-26 | 1992-10-26 | 電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28725492A JP3334191B2 (ja) | 1992-10-26 | 1992-10-26 | 電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06141551A JPH06141551A (ja) | 1994-05-20 |
| JP3334191B2 true JP3334191B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=17715023
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28725492A Expired - Fee Related JP3334191B2 (ja) | 1992-10-26 | 1992-10-26 | 電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3334191B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002112588A (ja) * | 2000-10-02 | 2002-04-12 | Matsushita Refrig Co Ltd | 冷凍システムの制御装置 |
| JP2007174806A (ja) * | 2005-12-22 | 2007-07-05 | Sharp Corp | モータ駆動装置及びそれを備えるモータ駆動機器 |
| JP7014598B2 (ja) * | 2017-12-28 | 2022-02-01 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | インバータ装置、昇圧回路制御方法及びプログラム |
| JP7014597B2 (ja) * | 2017-12-28 | 2022-02-01 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | インバータ装置、昇圧回路制御方法及びプログラム |
-
1992
- 1992-10-26 JP JP28725492A patent/JP3334191B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06141551A (ja) | 1994-05-20 |
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