JPS6038960B2 - インバ−タの電圧制御装置 - Google Patents
インバ−タの電圧制御装置Info
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- JPS6038960B2 JPS6038960B2 JP56063082A JP6308281A JPS6038960B2 JP S6038960 B2 JPS6038960 B2 JP S6038960B2 JP 56063082 A JP56063082 A JP 56063082A JP 6308281 A JP6308281 A JP 6308281A JP S6038960 B2 JPS6038960 B2 JP S6038960B2
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- inverter
- induction motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、誘導電動機と可変速駆動するィンバータに
対する設定周波数に基づいて各相ごとの交流電圧基準を
形成し、その交流電圧基準に従ってィンバータを電圧制
御するィンバータの電圧制御装置、とくに低速時の特性
改善を行うため、電動機の一次インピーダンスによる電
圧降下を補償する電圧制御装置に関する。
対する設定周波数に基づいて各相ごとの交流電圧基準を
形成し、その交流電圧基準に従ってィンバータを電圧制
御するィンバータの電圧制御装置、とくに低速時の特性
改善を行うため、電動機の一次インピーダンスによる電
圧降下を補償する電圧制御装置に関する。
従来Ｖ／Ｆ比一定制御方式のィンバータにて誘導電動機
を駆動すると、周波数が低下したとき誘導電動機の一次
側抵抗分の電圧降下により励磁電流分が低下し、トルク
が不足する。
を駆動すると、周波数が低下したとき誘導電動機の一次
側抵抗分の電圧降下により励磁電流分が低下し、トルク
が不足する。
これを補償するため、周波数を下げた時Ｖ／Ｆ比率を上
昇させる方法が採用されている。この様子を第１図に示
す。即ち、ィソバータのＶ／Ｆ比一定制御の場合は、図
１のａの様な特性に調整するが、低周波時夕の誘導電動
機の一次側抵抗分の電圧降下分を補償するため、図１の
ｂやｃの曲線のように制御することが一般に行われてい
る。即ち、抵周波範囲ではＶ／Ｆ比率を上昇させている
。ところが、誘導電動機に定格負荷が印加された時に定
格トルクが出力されるようＶ／Ｆ比率を第１図ｂ，ｃの
様に合わせると、誘導電動機が無負荷になったとき過励
磁状態となり、第２図ｂに示すように負荷トルクＴ＝０
の場合、即ち無負荷の場合には過大な励磁電流が流れ、
譲導電動機が過熱したり、磁気騒音が過大となる欠点が
あった。
昇させる方法が採用されている。この様子を第１図に示
す。即ち、ィソバータのＶ／Ｆ比一定制御の場合は、図
１のａの様な特性に調整するが、低周波時夕の誘導電動
機の一次側抵抗分の電圧降下分を補償するため、図１の
ｂやｃの曲線のように制御することが一般に行われてい
る。即ち、抵周波範囲ではＶ／Ｆ比率を上昇させている
。ところが、誘導電動機に定格負荷が印加された時に定
格トルクが出力されるようＶ／Ｆ比率を第１図ｂ，ｃの
様に合わせると、誘導電動機が無負荷になったとき過励
磁状態となり、第２図ｂに示すように負荷トルクＴ＝０
の場合、即ち無負荷の場合には過大な励磁電流が流れ、
譲導電動機が過熱したり、磁気騒音が過大となる欠点が
あった。
定トルク負荷の場合、理想的には、第２図ａに示すよう
に負荷トルクに従って電動機電流が増加することである
。しかも負荷トルクの変化に従って誘導電動機の端子電
圧が増加し、誘導電動機の逆起電圧がほぼ一定になるこ
とが望ましい。ポンプやファンを負荷とする場合は、負
荷トルクは誘導電動機の速度の自乗にほぼ比例するので
、上記のように、誘導電動機の負荷トルクに従って端子
電圧が増加するような制御は必要でない。
に負荷トルクに従って電動機電流が増加することである
。しかも負荷トルクの変化に従って誘導電動機の端子電
圧が増加し、誘導電動機の逆起電圧がほぼ一定になるこ
とが望ましい。ポンプやファンを負荷とする場合は、負
荷トルクは誘導電動機の速度の自乗にほぼ比例するので
、上記のように、誘導電動機の負荷トルクに従って端子
電圧が増加するような制御は必要でない。
この発明は、以上の事情を考慮してなされたものであり
、負荷の特性に合わせ、負荷トルクに関連して誘導電動
機端子電圧を調整して、効率の良い、負荷特性に適合し
た、ィンバータの電圧制御装置を提供することを目的と
する。
、負荷の特性に合わせ、負荷トルクに関連して誘導電動
機端子電圧を調整して、効率の良い、負荷特性に適合し
た、ィンバータの電圧制御装置を提供することを目的と
する。
以下添付図面に従って、従来のィンバータ電圧制御装置
の例を示しつつ、この発明の実施例を説明する。
の例を示しつつ、この発明の実施例を説明する。
従来のィンバータ電圧制御装置の一例を第３図に示す。
直流電源１に接続した三相のトランジスタィンバー夕２
により、ＤＣ−ＡＣ変換（直流−交流変換）し、誘導電
動機３に交流電流を供給する。周波数設定器４によりィ
ンバー夕周波数を決定し、加減速制限回路５により、周
波数の変化率を制限して、誘導電動機電流が過大になら
ないよう制御する。電圧パターン回路６はィンバータＶ
／Ｆ比率を決定する回路である。電圧一周波数（Ｖ／Ｆ
）変換器７は、周波数基準電圧ｆＲを周波数に変換する
回路で、ィンバータ電圧基準発生回路８は、上記電圧パ
ターン回路６と電圧一周波数（Ｖ／Ｆ）変換器７の出力
を受け、ィンバータ２に対する三相交流電圧基準ＶＵ＊
，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を発生し、三角波発信器９の出力と比
較器１０，１１，１２により比較変調して、ベース駆動
回路１３によりトランジスタィンバー夕２を駆動するい
わゆるＰＷＭィンバータを構成している。このようなィ
ンバータのＶ／Ｆ（電圧一周波数）特性は先に説明した
第１図の特性のようなａ，ｂ，ｃのような特性を持つよ
う電圧パターン回路６の特性を変えることにより実現し
ていた。第４図は、この発明に係る−実施例を示す構成
図である。第３図と同一機能部分は同一番号を記し、説
明は省略する。電流検出器１４により三相のＵ相の電流
を検出し、三相のＵ相電圧基準ＶＵ＊とから、逆起電圧
演算回路１５により負荷誘導電動機の逆起電圧を検出し
、整流回路１６により平均化して出力Ｖ２を得る。
により、ＤＣ−ＡＣ変換（直流−交流変換）し、誘導電
動機３に交流電流を供給する。周波数設定器４によりィ
ンバー夕周波数を決定し、加減速制限回路５により、周
波数の変化率を制限して、誘導電動機電流が過大になら
ないよう制御する。電圧パターン回路６はィンバータＶ
／Ｆ比率を決定する回路である。電圧一周波数（Ｖ／Ｆ
）変換器７は、周波数基準電圧ｆＲを周波数に変換する
回路で、ィンバータ電圧基準発生回路８は、上記電圧パ
ターン回路６と電圧一周波数（Ｖ／Ｆ）変換器７の出力
を受け、ィンバータ２に対する三相交流電圧基準ＶＵ＊
，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を発生し、三角波発信器９の出力と比
較器１０，１１，１２により比較変調して、ベース駆動
回路１３によりトランジスタィンバー夕２を駆動するい
わゆるＰＷＭィンバータを構成している。このようなィ
ンバータのＶ／Ｆ（電圧一周波数）特性は先に説明した
第１図の特性のようなａ，ｂ，ｃのような特性を持つよ
う電圧パターン回路６の特性を変えることにより実現し
ていた。第４図は、この発明に係る−実施例を示す構成
図である。第３図と同一機能部分は同一番号を記し、説
明は省略する。電流検出器１４により三相のＵ相の電流
を検出し、三相のＵ相電圧基準ＶＵ＊とから、逆起電圧
演算回路１５により負荷誘導電動機の逆起電圧を検出し
、整流回路１６により平均化して出力Ｖ２を得る。
一方、三相のＵ相電圧基準ＶＵ＊を整流回路１７により
、整流平均化して出力Ｖ．を得る。減算回路１８により
出力電圧Ｖ，とＶ２の差を演算してＶ３とする。調整抵
抗器１９により、前記Ｖ３に比例した電圧を電圧パター
ン回路６の入力に加算するよう構成する。誘導電動機の
等価回路は第５図に示すように表わされる。
、整流平均化して出力Ｖ．を得る。減算回路１８により
出力電圧Ｖ，とＶ２の差を演算してＶ３とする。調整抵
抗器１９により、前記Ｖ３に比例した電圧を電圧パター
ン回路６の入力に加算するよう構成する。誘導電動機の
等価回路は第５図に示すように表わされる。
端子電圧ｅと逆起電圧ｅｏの関係は式‘１｝で示される
。ｅ−Ｌ弟−ｉｒ．＝ｅ。
。ｅ−Ｌ弟−ｉｒ．＝ｅ。
‐‐‐‐‐‐【１）インバータ周波数が低い範
囲で弧・１式のＬ器の項は省略しても大きな誤差は生じ
ない。第４図の逆起電圧演算回路１５はｍ式で演算する
回路であり、詳細な実施例を第６図に示す。演算増幅器
１０３により、端子電圧ｅに比例する三相のＵ相電圧基
準ＶＵ＊と三相のＵ相電流ＩＵから、調整抵抗１０４に
よりｍ式のｉｒ，項を設定し、調整抵抗１０６とコンデ
ンサー０７、抵抗１０８から成る回撚り器財瀕して出ヵ
としてｅ。を演算する。
囲で弧・１式のＬ器の項は省略しても大きな誤差は生じ
ない。第４図の逆起電圧演算回路１５はｍ式で演算する
回路であり、詳細な実施例を第６図に示す。演算増幅器
１０３により、端子電圧ｅに比例する三相のＵ相電圧基
準ＶＵ＊と三相のＵ相電流ＩＵから、調整抵抗１０４に
よりｍ式のｉｒ，項を設定し、調整抵抗１０６とコンデ
ンサー０７、抵抗１０８から成る回撚り器財瀕して出ヵ
としてｅ。を演算する。
先‘こ説明比け叫弟の項は徴しても実用上は大きな誤差
は生じない。
は生じない。
整流回路１６は演算増幅器を使用した回路で、コンデン
サ１１７によりフィル夕をかけてある。
サ１１７によりフィル夕をかけてある。
この整流回路１６の出力Ｖ２は、第７図ａに示すような
誘導電動機逆起電圧に相当する出力となる。整流回路１
７は三相のＵ相電圧基準ＶＵ＊則ち、誘導電動機端子電
圧相当を整流し平均化する。出力Ｖ，は第７図ａに示す
ようにィンバ−夕出力電圧を表わす。演算回路１８によ
りＶ，一Ｖ２＝Ｖ３を出力し、この特曲ま第７図ｂに示
すように、負荷電動機一次側の電圧降下分が絶対値とし
て得られ、調整抵抗１９により、この電圧弦蜂下分の補
償比率を調整出釆るようにしてある。
誘導電動機逆起電圧に相当する出力となる。整流回路１
７は三相のＵ相電圧基準ＶＵ＊則ち、誘導電動機端子電
圧相当を整流し平均化する。出力Ｖ，は第７図ａに示す
ようにィンバ−夕出力電圧を表わす。演算回路１８によ
りＶ，一Ｖ２＝Ｖ３を出力し、この特曲ま第７図ｂに示
すように、負荷電動機一次側の電圧降下分が絶対値とし
て得られ、調整抵抗１９により、この電圧弦蜂下分の補
償比率を調整出釆るようにしてある。
第４図においてＵ相電圧基準ＶＵ＊とィンバータＵ相出
力電圧則ちＵ相端子電圧ｅとの間に次の関係が成立する
。ｅ＝ｋＶＵＸ・Ｖｄｃ ・・・・・・
【２１ただしｋは定数、Ｖｄｃは直流電源１の電圧であ
る。
力電圧則ちＵ相端子電圧ｅとの間に次の関係が成立する
。ｅ＝ｋＶＵＸ・Ｖｄｃ ・・・・・・
【２１ただしｋは定数、Ｖｄｃは直流電源１の電圧であ
る。
このため、直流電源電圧Ｖｄｃが変化しなければ、Ｕ相
電圧基準ＶＵ＊はＵ相電圧ｅに比例する。直流電源電圧
Ｖｄｃは実用上±１０％程度の変動があるが、この程度
の変動は本発明では無視できる。第４図の逆起電圧演算
回路１５は【１１式郎ちｅ−Ｌ群−ｉｒ・＝ｅ。
電圧基準ＶＵ＊はＵ相電圧ｅに比例する。直流電源電圧
Ｖｄｃは実用上±１０％程度の変動があるが、この程度
の変動は本発明では無視できる。第４図の逆起電圧演算
回路１５は【１１式郎ちｅ−Ｌ群−ｉｒ・＝ｅ。
に従ってｅｏを演算するが、ィンバータ周波数の低い範
囲ではリアクタンス降下分は無視できるので、ｅ−ｌｒ
・ニｅｏ ……【３丁で演算し
ても誤差は少ない。
囲ではリアクタンス降下分は無視できるので、ｅ−ｌｒ
・ニｅｏ ……【３丁で演算し
ても誤差は少ない。
減算回路１８により，ｅ，−ｌｅ。１＝‘Ｌ．崇十ｉｒ
・１ ……【４’を演出し、誤差電圧Ｖ３を得て電圧
パターン発生回路６の入力側に加算して電圧基準ｅを修
正する。
・１ ……【４’を演出し、誤差電圧Ｖ３を得て電圧
パターン発生回路６の入力側に加算して電圧基準ｅを修
正する。
この様子を第１０図により説明する。第１０図ａは誘導
電動機３が無負荷の場合であって、電圧ｅに対し約９０
０遅れの励磁電流ｉが流れている。
電動機３が無負荷の場合であって、電圧ｅに対し約９０
０遅れの励磁電流ｉが流れている。
この場合のベクトル図は、電圧降下ｉｒ，が端子電圧ｃ
と直交しているので逆起電圧ｅｏの絶対値ｌｅｏ！（整
流した出力Ｖ２に相当）と端子電圧ｅの絶対値ｌｅｌ（
出力Ｖ，に相当）の差はほぼ零、即ちＶ３〒０であり、
電圧基準ＶＵ＊即ち端子電圧ｅの補正量はほぼ零である
。次に第１０図ｂに示す中間負荷の状態では、電流ｉが
増加しても位相も進む。この時の電圧Ｖ３は△Ｖで図示
した値となり、この電圧△Ｖの分だけ電圧ｅを補正し、
この補正により△Ｖが増加してさらに補正することを繰
り返して安定する。この補正により電圧ｅはｅ′となり
、ｅｏはｅｏ′となってｅｏ′は無負荷時のｅ。とほぼ
同一となる。即ち磁束は変化しないことになる。第１０
図ｃは定格負荷近くの場合であり、補正制御しない場合
は逆起電圧ｅｏ‘ま、電圧ｅに対し享程度になって、誘
導電動機の磁束密度が‘き‘ま季になっていることを示
し、同一電流ではトルクは季しか発生しないことを示し
ている。
と直交しているので逆起電圧ｅｏの絶対値ｌｅｏ！（整
流した出力Ｖ２に相当）と端子電圧ｅの絶対値ｌｅｌ（
出力Ｖ，に相当）の差はほぼ零、即ちＶ３〒０であり、
電圧基準ＶＵ＊即ち端子電圧ｅの補正量はほぼ零である
。次に第１０図ｂに示す中間負荷の状態では、電流ｉが
増加しても位相も進む。この時の電圧Ｖ３は△Ｖで図示
した値となり、この電圧△Ｖの分だけ電圧ｅを補正し、
この補正により△Ｖが増加してさらに補正することを繰
り返して安定する。この補正により電圧ｅはｅ′となり
、ｅｏはｅｏ′となってｅｏ′は無負荷時のｅ。とほぼ
同一となる。即ち磁束は変化しないことになる。第１０
図ｃは定格負荷近くの場合であり、補正制御しない場合
は逆起電圧ｅｏ‘ま、電圧ｅに対し享程度になって、誘
導電動機の磁束密度が‘き‘ま季になっていることを示
し、同一電流ではトルクは季しか発生しないことを示し
ている。
これを、本発明により第１０図ｄのように補正して端子
電圧ｅをｅ′に増加することにより逆起電圧はｅ。
電圧ｅをｅ′に増加することにより逆起電圧はｅ。
′となり、ほぼ当初のｅｏと同じとなる。このようにし
て負荷に無関係に逆起電圧をほぼ一定になるように制御
する。このように本発明では、電動機の一次インピーダ
ンスによる電圧降下分（電圧Ｖ３）を演算して、第１０
図の△Ｖ相当分を電圧基準に加算して電動機の逆起電圧
が負荷電流により変化しないように制御する。
て負荷に無関係に逆起電圧をほぼ一定になるように制御
する。このように本発明では、電動機の一次インピーダ
ンスによる電圧降下分（電圧Ｖ３）を演算して、第１０
図の△Ｖ相当分を電圧基準に加算して電動機の逆起電圧
が負荷電流により変化しないように制御する。
負荷トルクＴと電圧Ｖ３の関係は第１０図から第７図ｃ
のようにプロットすることができる。負荷トルクがＴ，
〜Ｔ４と変化した場合、電動機端子電圧は第８図のよう
に変化し、同一周波数では逆起電圧がほぼ一定となるよ
うに制御する。周波数が高くなると【１’式の−Ｌ弟の
項即ちリアクタンス降下分が大きくなり、抵抗降下分ｉ
ｒ，の項は無視出来るので、負荷トルク変化に対して補
正の必要がなくなる。即ち、第１１図ａに示す無負荷時
の逆起電圧ｅｏと、第１１図ｂに示す定格負荷時の逆起
電圧ｅｏの差が少なくなるので、第８図に示すように周
波数の高い範囲では負荷トルクにより電圧はほとんど変
化しない。なお、第１０図と第１１図のスケールは同一
ではなく、第１１図が縮尺されている。
のようにプロットすることができる。負荷トルクがＴ，
〜Ｔ４と変化した場合、電動機端子電圧は第８図のよう
に変化し、同一周波数では逆起電圧がほぼ一定となるよ
うに制御する。周波数が高くなると【１’式の−Ｌ弟の
項即ちリアクタンス降下分が大きくなり、抵抗降下分ｉ
ｒ，の項は無視出来るので、負荷トルク変化に対して補
正の必要がなくなる。即ち、第１１図ａに示す無負荷時
の逆起電圧ｅｏと、第１１図ｂに示す定格負荷時の逆起
電圧ｅｏの差が少なくなるので、第８図に示すように周
波数の高い範囲では負荷トルクにより電圧はほとんど変
化しない。なお、第１０図と第１１図のスケールは同一
ではなく、第１１図が縮尺されている。
このようにして、電動機負荷トルクが低い場合、負荷電
動機を過励磁にすることがなくなる。
動機を過励磁にすることがなくなる。
負荷トルクと前記出力電圧Ｖ３はィンバー夕が低周波範
囲では第７図ｃに示すような特性を示し、負荷トルクが
低い場合は第８図に示すようにィンバータ出力電圧は低
く、負荷トルクが高くなるに従ってトルクがＴ４＞Ｔ３
＞↑２＞Ｔ，に示すようなＶ／Ｆ特性となる。交流電圧
基準とィンバータ出力電圧の間の直線性が悪くても、逆
起電圧との差により誘導電動機一次側の雷Ｂ＄蜂下を検
出するので誤差がキャンセルされる特徴がある。しかも
、ィンバータ出力電圧を検出する場合はＶ／Ｆ比が大幅
に上昇すると検出用変圧器を飽和させないため異常に大
きな検出用変圧器が必要となるが、この発明では後述す
るが大きな検出用変圧器の必要はない。なお、第４図で
は三相のＵ相電圧基準とＵ相電流のみを検出して、負荷
電動機の一次巻線電圧降下分を算出しているが三相分を
検出する方法は、平均化する場合のフィルタ定数を短く
する利点がある。
囲では第７図ｃに示すような特性を示し、負荷トルクが
低い場合は第８図に示すようにィンバータ出力電圧は低
く、負荷トルクが高くなるに従ってトルクがＴ４＞Ｔ３
＞↑２＞Ｔ，に示すようなＶ／Ｆ特性となる。交流電圧
基準とィンバータ出力電圧の間の直線性が悪くても、逆
起電圧との差により誘導電動機一次側の雷Ｂ＄蜂下を検
出するので誤差がキャンセルされる特徴がある。しかも
、ィンバータ出力電圧を検出する場合はＶ／Ｆ比が大幅
に上昇すると検出用変圧器を飽和させないため異常に大
きな検出用変圧器が必要となるが、この発明では後述す
るが大きな検出用変圧器の必要はない。なお、第４図で
は三相のＵ相電圧基準とＵ相電流のみを検出して、負荷
電動機の一次巻線電圧降下分を算出しているが三相分を
検出する方法は、平均化する場合のフィルタ定数を短く
する利点がある。
さらにＰＷＭ形インバータにおいて、交流電圧基準を利
用出来ない場合は第９図に示すように第４図の比較器１
０，１１，１２の出力、即ちＰＷＭのオンオフ信号ＶＵ
ｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏがインバータ出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相
と直流電源１の仮想中性点０との間の電圧に比例するこ
とから、相電圧は｛５｝式で示される。
用出来ない場合は第９図に示すように第４図の比較器１
０，１１，１２の出力、即ちＰＷＭのオンオフ信号ＶＵ
ｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏがインバータ出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相
と直流電源１の仮想中性点０との間の電圧に比例するこ
とから、相電圧は｛５｝式で示される。
〉Ｕ＝雲〉肌−章（ＶＷ十Ｖ側） ……｛５）相電圧検
出器２０により｛５｝式を演算し、相電圧基準ＶＵ＊を
算出する事により、第４図と同様な作用を実現させるこ
とが出来る。
出器２０により｛５｝式を演算し、相電圧基準ＶＵ＊を
算出する事により、第４図と同様な作用を実現させるこ
とが出来る。
また、その他の実施例として、第４図ではィンバータ出
力電圧制御はオープンループ制御であるが、インバータ
出力電圧をフィードバックするクローズトループ制御で
も同様の応用が出釆る。
力電圧制御はオープンループ制御であるが、インバータ
出力電圧をフィードバックするクローズトループ制御で
も同様の応用が出釆る。
上記の実施例はすべて三相ィンバータについて説明した
が、単相ィンバー夕にも、またトランジスタインバータ
として説明したが、ィンバ−タ制御素子には無関係に構
成することができる。以上の説明から明らかなようにこ
の発明によれば、交流電圧基準又はＰＷＭオンオフ信号
から、ィンバータ仮想出力電圧の平均値を算出し、一方
負荷電流とィンバー夕仮想出力電圧から負荷電動機の仮
想逆起電圧の平均値を求め、これらの差か３ら、電圧降
下分の平均値を算出し、これを補償するようィンバータ
出力電圧を制御することにより、軽負荷時はＶ／Ｆ比率
を低く、重負荷時にはＶ／Ｆ比を高く制御することによ
り負荷電動機を過励磁にすることなく、しかも過負荷時
にも高いトルクが出力できるよう制御が出来る。このィ
ンバ−タ制御装置はさらに、電圧フィードバック制御を
行わない方式を利用出来るので回路の簡素化と経済性で
有利である。
が、単相ィンバー夕にも、またトランジスタインバータ
として説明したが、ィンバ−タ制御素子には無関係に構
成することができる。以上の説明から明らかなようにこ
の発明によれば、交流電圧基準又はＰＷＭオンオフ信号
から、ィンバータ仮想出力電圧の平均値を算出し、一方
負荷電流とィンバー夕仮想出力電圧から負荷電動機の仮
想逆起電圧の平均値を求め、これらの差か３ら、電圧降
下分の平均値を算出し、これを補償するようィンバータ
出力電圧を制御することにより、軽負荷時はＶ／Ｆ比率
を低く、重負荷時にはＶ／Ｆ比を高く制御することによ
り負荷電動機を過励磁にすることなく、しかも過負荷時
にも高いトルクが出力できるよう制御が出来る。このィ
ンバ−タ制御装置はさらに、電圧フィードバック制御を
行わない方式を利用出来るので回路の簡素化と経済性で
有利である。
またィンバー夕電圧検出をする必要がないので従来Ｖ／
Ｆ比率が増加した時も、ィンバ−夕電圧検出用変圧器が
飽和しないよう磁束密度を下げた大形の変圧器を使用し
て電圧を検出していたがこの発明ではこの心配はなく、
経済的に負荷の電圧降下分を補償することが出来る。
Ｆ比率が増加した時も、ィンバ−夕電圧検出用変圧器が
飽和しないよう磁束密度を下げた大形の変圧器を使用し
て電圧を検出していたがこの発明ではこの心配はなく、
経済的に負荷の電圧降下分を補償することが出来る。
第１図は従来のィンバータ装置の電圧一周波数（Ｖ／Ｆ
）特性を示す線図、第２図は、電圧一周波数（Ｖ／Ｆ）
比を変化させた場合の電動機電流と負荷トルクの関係を
示す線図、第３図は従来のインバータ電圧制御装置の一
例を示すブロック図、第４図はこの発明に係るィンバー
タ電圧制御装置の一実施例を示すブロック図、第５図は
誘導電動機の等価回路図、第６図は第４図の詳細な一例
を示す回路図、第７図はこの発明の実施例の説明図、第
８図は、この発明の実施例の特性図、第９図はこの発明
の他の実施例であるブロック図、第１０図ａ〜ｄは、こ
の発明の実施例における低周波時の負荷電動機の電圧お
よび電流のベクトル図、第１１図ａ，ｂは同様に相対的
に高周波時のベクトル図である。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・トランジスタ
ィンバータ、３・・・・・・負荷電動機、４・・・・・
・周波数設定器、５・・・・・・加減速制限回路、６・
・・・・・電圧パターン回路、７・・・・・・電圧一周
波数（Ｖ／Ｆ）変換回路、８・・・・・・ィンバータ電
圧基準発生回路、９・・・・・・三角波発生器、１０，
１１，１２・・・・・・比較回路、１３・・・・・・ベ
ース駆動回路、１４・・・・・・電流検出器、１５・・
・・・・逆起電圧演算回路、１６，１７・・・・・・整
流回路、１８・・・・・・減算回路、１９・・・・・・
調整抵抗器、２０・・・・・・相電圧検出器。 繁ー図 第２図 拝３図 解４図 第５図 第８図 第６図 第９図 第７図 弟１０図 努’１図
）特性を示す線図、第２図は、電圧一周波数（Ｖ／Ｆ）
比を変化させた場合の電動機電流と負荷トルクの関係を
示す線図、第３図は従来のインバータ電圧制御装置の一
例を示すブロック図、第４図はこの発明に係るィンバー
タ電圧制御装置の一実施例を示すブロック図、第５図は
誘導電動機の等価回路図、第６図は第４図の詳細な一例
を示す回路図、第７図はこの発明の実施例の説明図、第
８図は、この発明の実施例の特性図、第９図はこの発明
の他の実施例であるブロック図、第１０図ａ〜ｄは、こ
の発明の実施例における低周波時の負荷電動機の電圧お
よび電流のベクトル図、第１１図ａ，ｂは同様に相対的
に高周波時のベクトル図である。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・トランジスタ
ィンバータ、３・・・・・・負荷電動機、４・・・・・
・周波数設定器、５・・・・・・加減速制限回路、６・
・・・・・電圧パターン回路、７・・・・・・電圧一周
波数（Ｖ／Ｆ）変換回路、８・・・・・・ィンバータ電
圧基準発生回路、９・・・・・・三角波発生器、１０，
１１，１２・・・・・・比較回路、１３・・・・・・ベ
ース駆動回路、１４・・・・・・電流検出器、１５・・
・・・・逆起電圧演算回路、１６，１７・・・・・・整
流回路、１８・・・・・・減算回路、１９・・・・・・
調整抵抗器、２０・・・・・・相電圧検出器。 繁ー図 第２図 拝３図 解４図 第５図 第８図 第６図 第９図 第７図 弟１０図 努’１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を可変速駆動するインバータに対する設
定周波数に基づいて各相ごとの交流電圧基準を形成し、
その交流電圧基準に従つてインバータを電圧制御するイ
ンバータの電圧制御装置において、前記インバータから
前記誘導電動機へと流れる負荷電流を検出する第１の検
出装置と、この第１の検出装置によつて検出された負荷
電流と前記交流電圧基準とに基づいて前記誘導電動機の
逆起電圧を演算する第１の演算回路と、前記逆起電圧及
び前記交流電圧基準をそれぞれ整流して平均値を得る第
１及び第２の整流回路と、この第１及び第２の整流回路
の出力を基に前記誘導電動機の一次インピーダンスによ
る電圧降下分を演算してこれを補償すべく前記交流電圧
基準を修正する第２の演算回路とを具備したことを特徴
とするインバータの電圧制御装置。 ２ 誘導電動機を可変速駆動するインバータに対する設
定周波数に基づいて各相ごとの交流電圧基準を形成し、
その交流電圧基準に従つてインバータを電圧制御するイ
ンバータの電圧制御装置において、前記インバータの電
気弁に対する駆動信号に基づいてインバータから出力さ
れる相電圧を演算する第１の演算回路と、前記インバー
タから前記誘導電動機へと流れる負荷電流を検出する第
１の検出装置と、この第１の検出装置によつて検出され
た負荷電流と前記第１の演算回路によつて演算された相
電圧とに基づいて前記誘導電動機の逆起電圧を演算する
第２の演算回路と、前記逆起電圧及び前記相電圧をそれ
ぞれ整流して平均値を得る第１及び第２の整流回路と、
この第１及び第２の整流回路の出力を基に前記誘導電動
機の一次インピーダンスによる電圧降下分を演算してこ
れを補償すべく前記交流電圧基準を修正する第３の演算
回路とを具備したことを特徴とするインバータの電圧制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56063082A JPS6038960B2 (ja) | 1981-04-25 | 1981-04-25 | インバ−タの電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56063082A JPS6038960B2 (ja) | 1981-04-25 | 1981-04-25 | インバ−タの電圧制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57180395A JPS57180395A (en) | 1982-11-06 |
| JPS6038960B2 true JPS6038960B2 (ja) | 1985-09-03 |
Family
ID=13219052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56063082A Expired JPS6038960B2 (ja) | 1981-04-25 | 1981-04-25 | インバ−タの電圧制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6038960B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59220090A (ja) * | 1983-05-26 | 1984-12-11 | Akira Yamamura | 誘導電動機の制御方式 |
| JPS6046796A (ja) * | 1983-08-23 | 1985-03-13 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ制御装置 |
| JPH0681511B2 (ja) * | 1983-11-21 | 1994-10-12 | 株式会社明電舍 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
| JPS62155794A (ja) * | 1985-12-27 | 1987-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ |
| JPS6328290A (ja) * | 1986-07-18 | 1988-02-05 | Fuji Electric Co Ltd | 電動機駆動用インバ−タの制御方式 |
| JPS63183282U (ja) * | 1987-05-18 | 1988-11-25 | ||
| JP4495443B2 (ja) | 2003-11-05 | 2010-07-07 | 山洋電気株式会社 | 同期モータとその回転制御方法、及び、同期モータ用インバータ |
-
1981
- 1981-04-25 JP JP56063082A patent/JPS6038960B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57180395A (en) | 1982-11-06 |
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