JPH05236789A - ブラシレスｄｃモータの駆動装置 - Google Patents
ブラシレスｄｃモータの駆動装置Info
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- JPH05236789A JPH05236789A JP4070401A JP7040192A JPH05236789A JP H05236789 A JPH05236789 A JP H05236789A JP 4070401 A JP4070401 A JP 4070401A JP 7040192 A JP7040192 A JP 7040192A JP H05236789 A JPH05236789 A JP H05236789A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 モータ電流のゼロクロス時の電圧位相を基準
とする電流位相を求め、この電流位相を所望の値になる
ように制御することにより、任意の電流位相に制御で
き、ブラシレスＤＣモータの動作の安定化、運転効率の
最適化、高信頼性、低コスト化を図る。 【構成】 制御回路１１は、交流電流検出器９により検
出した電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を検出して、
これを基準とするモータ電流位相を検出し、この電流位
相が指定された所望の電流位相指令になるように、イン
バータ回路４への電圧指令と周波数指令を演算する。こ
れに基づきインバータ回路を駆動制御することにより、
任意の電流位相での運転が行なえる。
とする電流位相を求め、この電流位相を所望の値になる
ように制御することにより、任意の電流位相に制御で
き、ブラシレスＤＣモータの動作の安定化、運転効率の
最適化、高信頼性、低コスト化を図る。 【構成】 制御回路１１は、交流電流検出器９により検
出した電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を検出して、
これを基準とするモータ電流位相を検出し、この電流位
相が指定された所望の電流位相指令になるように、イン
バータ回路４への電圧指令と周波数指令を演算する。こ
れに基づきインバータ回路を駆動制御することにより、
任意の電流位相での運転が行なえる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、能力可変型空気調和機
の圧縮機などの駆動に使用される、インバータ回路を用
いたブラシレスＤＣモータの駆動装置に関する。
の圧縮機などの駆動に使用される、インバータ回路を用
いたブラシレスＤＣモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ブラシレスモータの駆動装置において、
固定子巻線と永久磁石の回転子との相対的位置を検出す
るのに、ホール素子等の位置検出素子を用いることな
く、固定子巻線に生じる誘起電圧を含む端子電圧を利用
する方式が知られている。さらには、動作の安定化制御
のために、上記の端子電圧に代えて、インバータ回路の
入力側、つまり直流側部分に流れる電流の波形に基づい
て力率を演算し、力率の進み、遅れを判断し、力率が１
になるように、インバータ回路に加える電圧と周波数を
フィードバック制御する方式が知られている（例えば特
開平３−１５５３９３号公報参照）。
固定子巻線と永久磁石の回転子との相対的位置を検出す
るのに、ホール素子等の位置検出素子を用いることな
く、固定子巻線に生じる誘起電圧を含む端子電圧を利用
する方式が知られている。さらには、動作の安定化制御
のために、上記の端子電圧に代えて、インバータ回路の
入力側、つまり直流側部分に流れる電流の波形に基づい
て力率を演算し、力率の進み、遅れを判断し、力率が１
になるように、インバータ回路に加える電圧と周波数を
フィードバック制御する方式が知られている（例えば特
開平３−１５５３９３号公報参照）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この方式に
おいては、直流部の電流波形からは、力率の１は判明す
るが、進んでいる場合や、遅れている場合、力率の絶対
値は不明であり、電流位相を自由に制御することができ
なかった。このことは、運転効率の最適制御や運転範囲
の拡大制御を困難なものとしていた。さらには、モータ
の制御回路において、アナログ信号処理が必要であり、
設計が複雑で、コストが高くついていた。その他に、直
流部の電流検出が必要であるため、高価な直流電流検出
器（ＤＣＣＴ）を使用する必要があり、安価な交流電流
検出器（ＡＣＣＴ）を用いることができず、シャント抵
抗を用いた電流検出では、制御回路とモータ主回路が電
気的に接続されることにより信頼性が低下する要因とな
っていた。
おいては、直流部の電流波形からは、力率の１は判明す
るが、進んでいる場合や、遅れている場合、力率の絶対
値は不明であり、電流位相を自由に制御することができ
なかった。このことは、運転効率の最適制御や運転範囲
の拡大制御を困難なものとしていた。さらには、モータ
の制御回路において、アナログ信号処理が必要であり、
設計が複雑で、コストが高くついていた。その他に、直
流部の電流検出が必要であるため、高価な直流電流検出
器（ＤＣＣＴ）を使用する必要があり、安価な交流電流
検出器（ＡＣＣＴ）を用いることができず、シャント抵
抗を用いた電流検出では、制御回路とモータ主回路が電
気的に接続されることにより信頼性が低下する要因とな
っていた。
【０００４】また、力率検出の際に、インバータ回路に
おけるチョッピング成分（キャリア）の影響で、誤差を
生じ、しかも、このキャリアをフィルタで十分に除去す
ることは不可能であるため、特に回転数が高いとき運転
が不安定となっていた（フィルタを用いると電流波形か
らの力率判断が困難となる）。また、従来、起動時から
最高速まで常に最適効率を狙い、位相指令を０付近に設
定していた。このため、起動時などの低周波数時には運
転が不安定になり易く、脱調することがあった。インバ
ータ最大電圧を迎えると、それ以上の高速回転は不可能
となる。
おけるチョッピング成分（キャリア）の影響で、誤差を
生じ、しかも、このキャリアをフィルタで十分に除去す
ることは不可能であるため、特に回転数が高いとき運転
が不安定となっていた（フィルタを用いると電流波形か
らの力率判断が困難となる）。また、従来、起動時から
最高速まで常に最適効率を狙い、位相指令を０付近に設
定していた。このため、起動時などの低周波数時には運
転が不安定になり易く、脱調することがあった。インバ
ータ最大電圧を迎えると、それ以上の高速回転は不可能
となる。
【０００５】本発明は、上述した問題点を解決するもの
で、インバータ回路の直流側部分に流れる電流を利用す
ることなく、モータ電流のゼロクロス時の電圧位相を基
準とする電流位相を求め、この電流位相を所望の値にな
るように制御するようにしたことにより、任意の電流位
相に制御でき、動作の安定化、運転効率の最適化、高信
頼性、低コスト化が図れるブラシレスＤＣモータの駆動
装置を提供することを目的とする。また、インバータ回
路の周波数に応じて電流位相指令を与えることにより、
起動時から高速時まで運転の安定化を図ったブラシレス
ＤＣモータの駆動装置を提供することを目的とする。
で、インバータ回路の直流側部分に流れる電流を利用す
ることなく、モータ電流のゼロクロス時の電圧位相を基
準とする電流位相を求め、この電流位相を所望の値にな
るように制御するようにしたことにより、任意の電流位
相に制御でき、動作の安定化、運転効率の最適化、高信
頼性、低コスト化が図れるブラシレスＤＣモータの駆動
装置を提供することを目的とする。また、インバータ回
路の周波数に応じて電流位相指令を与えることにより、
起動時から高速時まで運転の安定化を図ったブラシレス
ＤＣモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の発明は、直流電圧を交流電圧に変換し
てブラシレスＤＣモータに電圧を供給するスイッチング
素子により構成されるインバータ回路を有したブラシレ
スＤＣモータの駆動装置において、モータ電流を検出す
る電流検出手段と、この電流検出手段からの検出信号に
基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子を駆動
制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記電流
検出手段による電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を検
出し、この電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出
する電流位相検出手段と、この検出された電流位相が任
意に指定される所望の電流位相になるように、前記イン
バータ回路への電圧指令または周波数指令を演算する演
算手段とを有し、この演算手段の演算結果に基づいて前
記インバータ回路を制御するようにしたものである。
に請求項１記載の発明は、直流電圧を交流電圧に変換し
てブラシレスＤＣモータに電圧を供給するスイッチング
素子により構成されるインバータ回路を有したブラシレ
スＤＣモータの駆動装置において、モータ電流を検出す
る電流検出手段と、この電流検出手段からの検出信号に
基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子を駆動
制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記電流
検出手段による電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を検
出し、この電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出
する電流位相検出手段と、この検出された電流位相が任
意に指定される所望の電流位相になるように、前記イン
バータ回路への電圧指令または周波数指令を演算する演
算手段とを有し、この演算手段の演算結果に基づいて前
記インバータ回路を制御するようにしたものである。
【０００７】請求項２記載の発明は、請求項１記載の装
置において、モータ電流検出手段には交流電流検出器を
用い、制御回路にはゼロクロスを検出可能なマイクロコ
ンピュータを用いたものである。請求項３記載の発明
は、請求項１記載の装置において、モータ電流検出手段
には交流電流検出器を用い、この検出した電流出力をロ
ーパスフィルタに通してキャリア成分を除去するように
したものである。
置において、モータ電流検出手段には交流電流検出器を
用い、制御回路にはゼロクロスを検出可能なマイクロコ
ンピュータを用いたものである。請求項３記載の発明
は、請求項１記載の装置において、モータ電流検出手段
には交流電流検出器を用い、この検出した電流出力をロ
ーパスフィルタに通してキャリア成分を除去するように
したものである。
【０００８】請求項４記載の発明は、請求項１記載の装
置において、任意に指定される所望の電流位相を、イン
バータ回路の周波数に応じて変化させるようにしたもの
である。請求項５記載の発明は、請求項４記載の装置に
おいて、起動時などの低周波数時には、遅れ位相指令を
出力するようにしたものである。請求項６記載の発明
は、請求項４記載の装置において、高周波数時には、進
み位相指令を出力するようにしたものである。請求項７
記載の発明は、請求項４記載の装置において、インバー
タ回路が最大電圧出力とならないように進み位相指令を
出力するようにしたものである。
置において、任意に指定される所望の電流位相を、イン
バータ回路の周波数に応じて変化させるようにしたもの
である。請求項５記載の発明は、請求項４記載の装置に
おいて、起動時などの低周波数時には、遅れ位相指令を
出力するようにしたものである。請求項６記載の発明
は、請求項４記載の装置において、高周波数時には、進
み位相指令を出力するようにしたものである。請求項７
記載の発明は、請求項４記載の装置において、インバー
タ回路が最大電圧出力とならないように進み位相指令を
出力するようにしたものである。
【０００９】
【作用】請求項１乃至３記載の構成によれば、制御回路
は、電流検出手段により検出した電流ゼロクロス時のモ
ータ電圧位相を検出し、この電圧位相を基準とするモー
タ電流位相を検出し、この検出された電流位相が外部か
ら指定された所望の電流位相指令になるように、インバ
ータ回路への電圧指令または周波数指令を演算する。こ
の演算結果に基づいてインバータ回路を駆動制御するこ
とにより、任意の電流位相での運転が行なえる。また、
請求項４乃至７記載の構成によれば、インバータ回路の
周波数に応じて電流位相を起動時から高速時まで適切に
与えることができる。
は、電流検出手段により検出した電流ゼロクロス時のモ
ータ電圧位相を検出し、この電圧位相を基準とするモー
タ電流位相を検出し、この検出された電流位相が外部か
ら指定された所望の電流位相指令になるように、インバ
ータ回路への電圧指令または周波数指令を演算する。こ
の演算結果に基づいてインバータ回路を駆動制御するこ
とにより、任意の電流位相での運転が行なえる。また、
請求項４乃至７記載の構成によれば、インバータ回路の
周波数に応じて電流位相を起動時から高速時まで適切に
与えることができる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面とともに説明
する。図１はブラシレスＤＣモータの駆動装置の全体構
成を示す。図１において、交流電源１は全波整流回路２
に接続され、この全波整流回路２による直流出力端には
平滑用コンデンサ３が接続され、さらに、インバータ回
路４が接続されている。前記直流出力端には電圧Ｖｄｃ
が得られる。インバータ回路４は、例えば、６個のスイ
ッチング素子たるトランジスタを３相ブリッジ接続して
なり、直流電圧を交流電圧に変換し、交流基本波の周波
数と電圧を任意の値にＰＷＭ（パルス幅変調）制御でき
るものである。このインバータ回路４の交流出力電圧が
ブラシレスＤＣモータ５のスター結線された３相の固定
子巻線に供給される。このブラシレスＤＣモータ５は固
定子巻線と永久磁石形の回転子とからなる。ブラシレス
ＤＣモータ５は圧縮機６に内装され、圧縮要素７を駆動
する。圧縮機６はアキュームレータ８を経て不図示の熱
交換器などを含んだ冷凍回路に接続されている。
する。図１はブラシレスＤＣモータの駆動装置の全体構
成を示す。図１において、交流電源１は全波整流回路２
に接続され、この全波整流回路２による直流出力端には
平滑用コンデンサ３が接続され、さらに、インバータ回
路４が接続されている。前記直流出力端には電圧Ｖｄｃ
が得られる。インバータ回路４は、例えば、６個のスイ
ッチング素子たるトランジスタを３相ブリッジ接続して
なり、直流電圧を交流電圧に変換し、交流基本波の周波
数と電圧を任意の値にＰＷＭ（パルス幅変調）制御でき
るものである。このインバータ回路４の交流出力電圧が
ブラシレスＤＣモータ５のスター結線された３相の固定
子巻線に供給される。このブラシレスＤＣモータ５は固
定子巻線と永久磁石形の回転子とからなる。ブラシレス
ＤＣモータ５は圧縮機６に内装され、圧縮要素７を駆動
する。圧縮機６はアキュームレータ８を経て不図示の熱
交換器などを含んだ冷凍回路に接続されている。
【００１１】インバータ回路４からブラシレスモータ５
への給電ラインの１相上には交流電流検出器（ＡＣＣ
Ｔ）９が設けられ、このＡＣＣＴ９の検出出力はフィル
タ回路１０を経て、インバータ回路４のスイッチング素
子を駆動制御する制御回路１１に入力される。この制御
回路１１は、マイクロコンピュータ等でなり、ＡＣＣＴ
９とフィルタ回路１０からの検出信号よりモータ電流の
ゼロクロス時の電圧位相に対する電流位相を求め、この
電流位相が外部より入力された電流位相指令値になるよ
うに前記インバータ回路４のスイッチング素子への印加
電圧と周波数を制御する機能を有する。
への給電ラインの１相上には交流電流検出器（ＡＣＣ
Ｔ）９が設けられ、このＡＣＣＴ９の検出出力はフィル
タ回路１０を経て、インバータ回路４のスイッチング素
子を駆動制御する制御回路１１に入力される。この制御
回路１１は、マイクロコンピュータ等でなり、ＡＣＣＴ
９とフィルタ回路１０からの検出信号よりモータ電流の
ゼロクロス時の電圧位相に対する電流位相を求め、この
電流位相が外部より入力された電流位相指令値になるよ
うに前記インバータ回路４のスイッチング素子への印加
電圧と周波数を制御する機能を有する。
【００１２】図４はモータの１相（ここではＷ相）の電
圧（基本波とＰＷＭ波形）と、内部変数として持つＷ相
電圧位相角θｖと、Ｗ相電流波形及びフィルタ出力のタ
イムチャートを示す。この例は電圧に対して電流位相が
遅れている場合を示している。ＡＣＣＴ９で検出された
１相のモータ電流は、図示のように、基本波とＰＷＭの
キャリア成分に支配される。求めようとする基本波の力
率を検出するためにはキャリア成分を除去するのが望ま
しい。そこで、上記のように、ＡＣＣＴ９の出力端にフ
ィルタ回路１０を設けている。図４において、Ｔ１はイ
ンバータ回路における電源の１周期であり、電源周波数
をｆとしたとき、Ｔ１＝１／２πｆである。
圧（基本波とＰＷＭ波形）と、内部変数として持つＷ相
電圧位相角θｖと、Ｗ相電流波形及びフィルタ出力のタ
イムチャートを示す。この例は電圧に対して電流位相が
遅れている場合を示している。ＡＣＣＴ９で検出された
１相のモータ電流は、図示のように、基本波とＰＷＭの
キャリア成分に支配される。求めようとする基本波の力
率を検出するためにはキャリア成分を除去するのが望ま
しい。そこで、上記のように、ＡＣＣＴ９の出力端にフ
ィルタ回路１０を設けている。図４において、Ｔ１はイ
ンバータ回路における電源の１周期であり、電源周波数
をｆとしたとき、Ｔ１＝１／２πｆである。
【００１３】このフィルタ回路１０の実施例を図２に、
その周波数に対するゲイン特性及び遅れ位相（θfilt）
特性を図３の（ａ）（ｂ）に示す。この特性は補正テー
ブル（フィルタ定数テーブル）として用いる。図示のよ
うに、フィルタ回路１０は抵抗ＲとコンデンサＣからな
るローパスフィルタである。一般に、圧縮機用ブラシレ
スＤＣモータの基本波の周波数は約２０〜３００Ｈｚで
あり、キャリア周波数は約３ｋＨｚ程度である。このよ
うに周波数比が１０倍程度しかないので、理想的な特性
（基本波に対しては位相遅れが非常に小さく、キャリア
周波数に対してはゲインが非常に小さい。）を得ること
は困難である。
その周波数に対するゲイン特性及び遅れ位相（θfilt）
特性を図３の（ａ）（ｂ）に示す。この特性は補正テー
ブル（フィルタ定数テーブル）として用いる。図示のよ
うに、フィルタ回路１０は抵抗ＲとコンデンサＣからな
るローパスフィルタである。一般に、圧縮機用ブラシレ
スＤＣモータの基本波の周波数は約２０〜３００Ｈｚで
あり、キャリア周波数は約３ｋＨｚ程度である。このよ
うに周波数比が１０倍程度しかないので、理想的な特性
（基本波に対しては位相遅れが非常に小さく、キャリア
周波数に対してはゲインが非常に小さい。）を得ること
は困難である。
【００１４】ここではキャリア成分によりゼロクロス信
号がチャタリングを起こさない範囲で、できるだけ基本
波位相が遅れないような、フィルタを設計した。実際に
は、上記の理由で基本波に対して位相遅れが存在するの
で、あらかじめ図３の（ｂ）に示す太線部分をメモリ上
のテーブルに格納しておき、フィルタの影響を補正する
ために用いる。制御回路１１をなすマイクロコンピュー
タは、５Ｖ単一で動作し、かつＡＣ入力に対してゼロク
ロス割り込みが可能であるものを使用する。これによ
り、より少ないハードウエアで本発明を実施することが
できる。
号がチャタリングを起こさない範囲で、できるだけ基本
波位相が遅れないような、フィルタを設計した。実際に
は、上記の理由で基本波に対して位相遅れが存在するの
で、あらかじめ図３の（ｂ）に示す太線部分をメモリ上
のテーブルに格納しておき、フィルタの影響を補正する
ために用いる。制御回路１１をなすマイクロコンピュー
タは、５Ｖ単一で動作し、かつＡＣ入力に対してゼロク
ロス割り込みが可能であるものを使用する。これによ
り、より少ないハードウエアで本発明を実施することが
できる。
【００１５】次に、制御回路１１において行われるＰＷ
Ｍ制御のソフトウエア処理について説明する。この概略
機能は図１の点線ブロック内に示す。電流位相検出ブロ
ック１２は電流のゼロクロス割り込み時に回路内部の変
数である電圧位相角φｖを読み込み、フィルタの影響を
含む電流位相φ´を演算する。補正ブロック１３では、
現在の運転周波数に対する、フィルタの遅れ量φfiltを
テーブルから読み込み、減算により補正し、真の電流位
相φを求める。
Ｍ制御のソフトウエア処理について説明する。この概略
機能は図１の点線ブロック内に示す。電流位相検出ブロ
ック１２は電流のゼロクロス割り込み時に回路内部の変
数である電圧位相角φｖを読み込み、フィルタの影響を
含む電流位相φ´を演算する。補正ブロック１３では、
現在の運転周波数に対する、フィルタの遅れ量φfiltを
テーブルから読み込み、減算により補正し、真の電流位
相φを求める。
【００１６】ＰＩ制御ブロック１４では位相差が所望の
値になるように、周波数と電圧に対し、所定のアルゴリ
ズムでＰＩ（比例積分）制御を行う。加算器１５では、
指令ブロック１７からの指定された初期の周波数指令ｆ
０と電圧指令ｖ０に、ＰＩ演算結果ΔｆとΔｖを加算す
ることにより、ＰＷＭ演算出力ブロック１６に対する最
終の電圧および周波数指令を作成する。
値になるように、周波数と電圧に対し、所定のアルゴリ
ズムでＰＩ（比例積分）制御を行う。加算器１５では、
指令ブロック１７からの指定された初期の周波数指令ｆ
０と電圧指令ｖ０に、ＰＩ演算結果ΔｆとΔｖを加算す
ることにより、ＰＷＭ演算出力ブロック１６に対する最
終の電圧および周波数指令を作成する。
【００１７】図５、図６のフローチャートを参照してソ
フトウエア処理の詳細を説明する。まず、図５により電
流ゼロクロスの割り込み処理を説明する。制御回路１１
は電流ゼロクロスを検出すると、割り込み処理に入る。
まず、マイクロコンピュータの内部変数である電圧位相
θｖ（角度）を読込み（＃１）、次いで、電流が立上が
りかどうかを調べ（＃２）、立ち上がりであれば、フィ
ルタ回路１０の影響を含む電流位相φ´を−θｖとする
（＃３）。これは電流位相検出ブロック１２の処理に該
当する。次に、周波数（内部変数）ｆを読み込み（＃
４）、さらに、フィルタ定数テーブルから周波数に対す
る遅れ位相θfiltを読込み（＃５）、フィルタの影響補
正を行うべく、実電流位相φをφ´−θfiltとして求め
る（＃６）。このフィルタの影響補正は補正ブロック１
３の処理に該当する。この実電流位相φをメモリに格納
して（＃７）、割り込み処理を終える。
フトウエア処理の詳細を説明する。まず、図５により電
流ゼロクロスの割り込み処理を説明する。制御回路１１
は電流ゼロクロスを検出すると、割り込み処理に入る。
まず、マイクロコンピュータの内部変数である電圧位相
θｖ（角度）を読込み（＃１）、次いで、電流が立上が
りかどうかを調べ（＃２）、立ち上がりであれば、フィ
ルタ回路１０の影響を含む電流位相φ´を−θｖとする
（＃３）。これは電流位相検出ブロック１２の処理に該
当する。次に、周波数（内部変数）ｆを読み込み（＃
４）、さらに、フィルタ定数テーブルから周波数に対す
る遅れ位相θfiltを読込み（＃５）、フィルタの影響補
正を行うべく、実電流位相φをφ´−θfiltとして求め
る（＃６）。このフィルタの影響補正は補正ブロック１
３の処理に該当する。この実電流位相φをメモリに格納
して（＃７）、割り込み処理を終える。
【００１８】また、＃２で、電流が立上がりでなく、立
ち下がりであれば、電圧位相θｖが正であるかを調べ
（＃８）、正であれば、進み電流位相であり、フィルタ
回路１０の影響を含む電流位相φ´を−θｖ＋πとし
（＃９）、また、電圧位相θｖが正でなければ、フィル
タ回路１０の影響を含む電流位相φ´を−θｖ−πとし
て（＃１０）、いずれも＃４へ進む。
ち下がりであれば、電圧位相θｖが正であるかを調べ
（＃８）、正であれば、進み電流位相であり、フィルタ
回路１０の影響を含む電流位相φ´を−θｖ＋πとし
（＃９）、また、電圧位相θｖが正でなければ、フィル
タ回路１０の影響を含む電流位相φ´を−θｖ−πとし
て（＃１０）、いずれも＃４へ進む。
【００１９】次に、図６によりＰＷＭ制御の割り込み処
理を説明する。この処理はキャリア周波数、つまり、Ｐ
ＷＭインバータの制御周期毎に行われる。任意に指定さ
れた電流位相指令φｒｅｆを読込み（＃１１）、次い
で、実電流位相φをメモリから読込み（＃１２）、電流
位相差Δφをφ−φｒｅｆとして演算する（＃１３）。
次に、周波数ＰＩ制御（＃１４）及び電圧ＰＩ制御を行
う（＃１５）。これはＰＩ制御ブロック１４の処理に該
当し、微調整分の周波数Δｆ、電圧Δｖを次の式にて求
める。ここに、Ｋｐｆ、Ｋｐｖはゲイン（定数）、Ｔｉ
ｆ、Ｔｉｖは積分時間（定数）、Ｔは制御周期、添字の
ｋは割り込み処理回数である。位相遅れの場合、周波数
は高くする方向に制御するが、電圧は低くする方向に制
御するので、Ｋｐｆ＜０、Ｋｐｖ＞０である。
理を説明する。この処理はキャリア周波数、つまり、Ｐ
ＷＭインバータの制御周期毎に行われる。任意に指定さ
れた電流位相指令φｒｅｆを読込み（＃１１）、次い
で、実電流位相φをメモリから読込み（＃１２）、電流
位相差Δφをφ−φｒｅｆとして演算する（＃１３）。
次に、周波数ＰＩ制御（＃１４）及び電圧ＰＩ制御を行
う（＃１５）。これはＰＩ制御ブロック１４の処理に該
当し、微調整分の周波数Δｆ、電圧Δｖを次の式にて求
める。ここに、Ｋｐｆ、Ｋｐｖはゲイン（定数）、Ｔｉ
ｆ、Ｔｉｖは積分時間（定数）、Ｔは制御周期、添字の
ｋは割り込み処理回数である。位相遅れの場合、周波数
は高くする方向に制御するが、電圧は低くする方向に制
御するので、Ｋｐｆ＜０、Ｋｐｖ＞０である。
【００２０】
【数１】
【００２１】次に、インバータ回路をＰＷＭ制御するた
めの周波数指令ｆを、ｆ＝ｆ０＋Δｆ、電圧指令ｖを、
ｖ＝ｖ０＋Δｖなる式により演算する（＃１６）。そし
て、ＰＷＭ波形演算として電圧ベクトルの決定、スイッ
チング信号出力を行い（＃１７）、割り込み処理を終え
る。上記の処理により、電流位相指令φｒｅｆと実電流
位相φとの差が０になるように制御される。
めの周波数指令ｆを、ｆ＝ｆ０＋Δｆ、電圧指令ｖを、
ｖ＝ｖ０＋Δｖなる式により演算する（＃１６）。そし
て、ＰＷＭ波形演算として電圧ベクトルの決定、スイッ
チング信号出力を行い（＃１７）、割り込み処理を終え
る。上記の処理により、電流位相指令φｒｅｆと実電流
位相φとの差が０になるように制御される。
【００２２】図７は他の実施例によるブラシレスＤＣモ
ータの駆動装置の全体構成を示す。前述の実施例におい
ては電流位相を任意に所望の値に指定するものとした
が、図７に示す実施例での制御回路１１は、電流位相指
令をインバータ回路の周波数に応じて変化させるように
している。すなわち、制御回路１１は予め設定した位相
指令テーブル１８を有し、加算器１５から出力される周
波数指令ｆを読込み、この周波数指令ｆに応じて、該位
相指令テーブル１８より電流位相指令φｒｅｆを読込
み、これをＰＩ制御ブロック１４に与える。この位相指
令テーブル１８からの読込み処理は前述図６の＃１１の
処理に該当する。その他の電流ゼロクロス割り込み及び
ＰＷＭ制御割り込みの各処理は前述と同様であるので、
重複説明は省略する。
ータの駆動装置の全体構成を示す。前述の実施例におい
ては電流位相を任意に所望の値に指定するものとした
が、図７に示す実施例での制御回路１１は、電流位相指
令をインバータ回路の周波数に応じて変化させるように
している。すなわち、制御回路１１は予め設定した位相
指令テーブル１８を有し、加算器１５から出力される周
波数指令ｆを読込み、この周波数指令ｆに応じて、該位
相指令テーブル１８より電流位相指令φｒｅｆを読込
み、これをＰＩ制御ブロック１４に与える。この位相指
令テーブル１８からの読込み処理は前述図６の＃１１の
処理に該当する。その他の電流ゼロクロス割り込み及び
ＰＷＭ制御割り込みの各処理は前述と同様であるので、
重複説明は省略する。
【００２３】この実施例での、周波数ｆに応じた電流位
相指令φｒｅｆと、その時のインバータ出力電圧値の例
を図８の（ａ）（ｂ）に示す。同図に示されるように、
起動時などの低周波数時には、安定性を重視して、遅れ
位相指令を出力するようにしている。また、高周波数時
には、進み位相指令を出力するようにして、周波数限界
を上昇させている。また、その時、安定化のための電圧
制御が常に機能するように、インバータ回路の出力電圧
が最大電圧にならないような、進み位相を設定してい
る。
相指令φｒｅｆと、その時のインバータ出力電圧値の例
を図８の（ａ）（ｂ）に示す。同図に示されるように、
起動時などの低周波数時には、安定性を重視して、遅れ
位相指令を出力するようにしている。また、高周波数時
には、進み位相指令を出力するようにして、周波数限界
を上昇させている。また、その時、安定化のための電圧
制御が常に機能するように、インバータ回路の出力電圧
が最大電圧にならないような、進み位相を設定してい
る。
【００２４】なお、本発明は上記実施例構成に限られ
ず、種々の変形が可能であり、例えば、上記ではモータ
電流の１相のみを検出したが、安定性に問題があるモー
タでは、３相を検出するようにすれば、より一層の安定
度の改善ができる。なお、安定性が高い場合は、Ｋｐｆ
またはＫｐｖの一方を零にしてもよい。
ず、種々の変形が可能であり、例えば、上記ではモータ
電流の１相のみを検出したが、安定性に問題があるモー
タでは、３相を検出するようにすれば、より一層の安定
度の改善ができる。なお、安定性が高い場合は、Ｋｐｆ
またはＫｐｖの一方を零にしてもよい。
【００２５】
【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
モータ電流のゼロクロス時の、電圧位相に対する電流位
相を検出して、この電流位相が指定された所望の指令値
になるようにインバータへの指令周波数と指令電圧を制
御するようにしたので、電圧に対する電流の位相差を進
みから遅れまで任意の位相に制御でき、したがって、効
率の最適制御や運転範囲の拡大制御が可能となる。
モータ電流のゼロクロス時の、電圧位相に対する電流位
相を検出して、この電流位相が指定された所望の指令値
になるようにインバータへの指令周波数と指令電圧を制
御するようにしたので、電圧に対する電流の位相差を進
みから遅れまで任意の位相に制御でき、したがって、効
率の最適制御や運転範囲の拡大制御が可能となる。
【００２６】請求項２の発明によれば、ＡＣＣＴにより
モータ電流検出を行い、ゼロクロス検出可能な制御回路
を用いるので、上記効果に加えて、制御回路部分がモー
タ主回路と絶縁され、ノイズなどによる誤動作発生がな
くなり、また、少ない部品点数で容易に設計でき、低コ
スト化が図れる。
モータ電流検出を行い、ゼロクロス検出可能な制御回路
を用いるので、上記効果に加えて、制御回路部分がモー
タ主回路と絶縁され、ノイズなどによる誤動作発生がな
くなり、また、少ない部品点数で容易に設計でき、低コ
スト化が図れる。
【００２７】請求項３の発明によれば、ＡＣＣＴ出力を
ローパスフィルタに通して、キャリア成分を適切に排除
できるので、上記効果に加えて、キャリアの影響を受け
なくなり、高回転域でも安定した運転が可能となり、高
信頼性、高機能なブラシレスＤＣモータ駆動装置が実現
できる。
ローパスフィルタに通して、キャリア成分を適切に排除
できるので、上記効果に加えて、キャリアの影響を受け
なくなり、高回転域でも安定した運転が可能となり、高
信頼性、高機能なブラシレスＤＣモータ駆動装置が実現
できる。
【００２８】請求項４乃至７の発明によれば、インバー
タの周波数に応じて電流位相指令を変化させるので、起
動時から高速時まで全運転範囲に安定性を確保した適切
な運転が可能となる。
タの周波数に応じて電流位相指令を変化させるので、起
動時から高速時まで全運転範囲に安定性を確保した適切
な運転が可能となる。
【図１】本発明の一実施例によるブラシレスＤＣモータ
の駆動装置の構成図である。
の駆動装置の構成図である。
【図２】同装置におけるフィルタ回路の実施例構成図で
ある。
ある。
【図３】同フィルタ回路の特性図である。
【図４】同装置における電圧、電流波形のタイムチャー
トである。
トである。
【図５】同装置における電流ゼロクロス割り込み処理の
フローチャートである。
フローチャートである。
【図６】同装置におけるＰＷＭ制御割り込み処理のフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図７】本発明の他の実施例によるブラシレスＤＣモー
タの駆動装置の構成図である。
タの駆動装置の構成図である。
【図８】上記他の実施例での周波数に応じた電流位相指
令とその時のインバータ出力電圧値の例を示す図であ
る。
令とその時のインバータ出力電圧値の例を示す図であ
る。
４ インバータ回路 ５ ブラシレスＤＣモータ ９ 交流電流検出器 １０ フィルタ回路 １１ 制御回路 １２ 電流位相検出ブロック １３ 補正ブロック １４ ＰＩ制御ブロック １６ ＰＷＭ演算出力ブロック １７ 指令ブロック １８ 位相指令テーブル
Claims (7)
- 【請求項１】 直流電圧を交流電圧に変換してブラシレ
スＤＣモータに電圧を供給するスイッチング素子により
構成されるインバータ回路を有したブラシレスＤＣモー
タの駆動装置において、モータ電流を検出する電流検出
手段と、この電流検出手段からの検出信号に基づいて前
記インバータ回路のスイッチング素子を駆動制御する制
御回路とを備え、前記制御回路は、前記電流検出手段に
よる電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を検出し、この
電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出する電流位
相検出手段と、この検出された電流位相が任意に指定さ
れる所望の電流位相になるように、前記インバータ回路
への電圧指令または周波数指令を演算する演算手段とを
有し、この演算手段の演算結果に基づいて前記インバー
タ回路を制御するようにしたことを特徴とするブラシレ
スＤＣモータの駆動装置。 - 【請求項２】 モータ電流検出手段には交流電流検出器
を用い、制御回路にはゼロクロスを検出可能なマイクロ
コンピュータを用いたことを特徴とする請求項１記載の
ブラシレスＤＣモータの駆動装置。 - 【請求項３】 モータ電流検出手段には交流電流検出器
を用い、この検出した電流出力をローパスフィルタに通
してキャリア成分を除去するようにしたことを特徴とす
る請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の任意に指定される所望の
電流位相を、インバータ回路の周波数に応じて変化させ
るようにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの
駆動装置。 - 【請求項５】 起動時などの低周波数時には、遅れ位相
指令を出力するようにしたことを特徴とする請求項４記
載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。 - 【請求項６】 高周波数時には、進み位相指令を出力す
るようにしたことを特徴とする請求項４記載のブラシレ
スＤＣモータの駆動装置。 - 【請求項７】 インバータ回路が最大電圧出力とならな
いように進み位相指令を出力するようにしたことを特徴
とする請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07040192A JP3239426B2 (ja) | 1992-02-19 | 1992-02-19 | ブラシレスｄｃモータの駆動装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07040192A JP3239426B2 (ja) | 1992-02-19 | 1992-02-19 | ブラシレスｄｃモータの駆動装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05236789A true JPH05236789A (ja) | 1993-09-10 |
| JP3239426B2 JP3239426B2 (ja) | 2001-12-17 |
Family
ID=13430400
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07040192A Expired - Fee Related JP3239426B2 (ja) | 1992-02-19 | 1992-02-19 | ブラシレスｄｃモータの駆動装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3239426B2 (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6388416B1 (en) | 1999-08-05 | 2002-05-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Motor control device and motor control method |
| JP2002272158A (ja) * | 2001-03-15 | 2002-09-20 | Daikin Ind Ltd | ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 |
| JP2007236015A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-13 | Toshiba Corp | モータ制御装置 |
| DE112006001604T5 (de) | 2005-06-27 | 2008-07-03 | The University Of Tokushima | Stromwandlungssteuervorrichtung, Stromwandlungssteuerverfahren und Stromwandlungssteuerprogramm |
| EP1959559A2 (en) | 2007-02-08 | 2008-08-20 | Fujitsu General Limited | Phase detection method, phase detecting apparatus, synchronous-motor control method, and synchronous motor controller |
| JP2009278788A (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-26 | Panasonic Corp | モータ駆動制御装置 |
| US7768226B2 (en) | 2006-03-15 | 2010-08-03 | Panasonic Corporation | Motor drive device and motor drive method |
| WO2011040283A1 (ja) | 2009-09-29 | 2011-04-07 | シャープ株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2011109791A (ja) * | 2009-11-17 | 2011-06-02 | Panasonic Corp | モータ駆動装置およびそれを用いた圧縮機および冷蔵庫 |
| JP2011139573A (ja) * | 2009-12-28 | 2011-07-14 | Panasonic Corp | モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫 |
| KR101222287B1 (ko) * | 2010-06-30 | 2013-01-21 | 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 | 교류 전동기의 제어 장치 및 제어 방법 |
| US20160197568A1 (en) * | 2013-07-23 | 2016-07-07 | Korea Institute Of Ocean Science & Technology | Driving apparatus for motor using time delay compensation method of current detecting sensor combined with filter |
| JP2016149882A (ja) * | 2015-02-13 | 2016-08-18 | 三菱電機株式会社 | 交流モータ駆動装置 |
| JP2021179187A (ja) * | 2020-05-12 | 2021-11-18 | エドワーズ株式会社 | 真空ポンプ |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5510729B2 (ja) | 2009-07-09 | 2014-06-04 | 株式会社デンソー | 回転機用電力変換装置 |
| JP5504878B2 (ja) | 2009-12-24 | 2014-05-28 | 株式会社デンソー | 車両用発電機 |
| CN107425764B (zh) * | 2013-09-16 | 2020-05-01 | 立锜科技股份有限公司 | 多相马达控制方法与装置 |
| DE102015115860A1 (de) * | 2015-09-21 | 2017-03-23 | Robert Bosch Automotive Steering Gmbh | Kompensation des Zeitverzugs bei einer Rotorlagewinkelmessung |
-
1992
- 1992-02-19 JP JP07040192A patent/JP3239426B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US7855526B2 (en) | 2005-06-27 | 2010-12-21 | The University Of Tokushima | Power conversion control device, power conversion control method, and power conversion control program |
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| EP1959559A2 (en) | 2007-02-08 | 2008-08-20 | Fujitsu General Limited | Phase detection method, phase detecting apparatus, synchronous-motor control method, and synchronous motor controller |
| US7839114B2 (en) | 2007-02-08 | 2010-11-23 | Fujitsu General Limited | Phase detection method, phase detecting apparatus, synchronous-motor control method, and synchronous motor controller |
| US8319459B2 (en) | 2007-02-08 | 2012-11-27 | Fujitsu General Limited | Synchronous motor control method |
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| JP2021179187A (ja) * | 2020-05-12 | 2021-11-18 | エドワーズ株式会社 | 真空ポンプ |
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|---|---|
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