JPH1080180A - 同期電動機の制御方法及び装置 - Google Patents
同期電動機の制御方法及び装置Info
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- JPH1080180A JPH1080180A JP8235015A JP23501596A JPH1080180A JP H1080180 A JPH1080180 A JP H1080180A JP 8235015 A JP8235015 A JP 8235015A JP 23501596 A JP23501596 A JP 23501596A JP H1080180 A JPH1080180 A JP H1080180A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】同期電動機のロータの回転角度位置を検出する
ための回転検出器を用いることなく、同期電動機を制御
して運転することのできる制御方法及び装置を提供する
ことを目的とする。 【解決手段】インバータ１１により駆動される同期電動
機ＭＲを制御するための制御方法であって、同期電動機
ＭＲの電機子捲線ＣＦの誘起電圧である電機子誘起電圧
Ｖｓを検出し、同期電動機ＭＲの電機子誘起電圧Ｖｓと
同相の電機子捲線ＣＦに流れる電機子電流Ｉａを検出
し、検出された電機子電流Ｉａからそのリアクタンス成
分Ｉａ＊Ｘを求め、リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと電機子
誘起電圧Ｖｓとをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求
め、電機子誘起電圧Ｅａと電機子電流Ｉａとの位相差が
零又は所定の値となるようにインバータ１１を制御す
る。
ための回転検出器を用いることなく、同期電動機を制御
して運転することのできる制御方法及び装置を提供する
ことを目的とする。 【解決手段】インバータ１１により駆動される同期電動
機ＭＲを制御するための制御方法であって、同期電動機
ＭＲの電機子捲線ＣＦの誘起電圧である電機子誘起電圧
Ｖｓを検出し、同期電動機ＭＲの電機子誘起電圧Ｖｓと
同相の電機子捲線ＣＦに流れる電機子電流Ｉａを検出
し、検出された電機子電流Ｉａからそのリアクタンス成
分Ｉａ＊Ｘを求め、リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと電機子
誘起電圧Ｖｓとをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求
め、電機子誘起電圧Ｅａと電機子電流Ｉａとの位相差が
零又は所定の値となるようにインバータ１１を制御す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石又は電磁
石からなるロータを有した比較的小型の同期電動機の制
御方法及び装置に関する。
石からなるロータを有した比較的小型の同期電動機の制
御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】通常、同期電動機をインバータで駆動す
るには、ロータの回転始動を円滑に行うために、また脱
調を防止するために、その回転角度位置を検出する位置
検出器が用いられる。位置検出器として、ロータに設け
られた永久磁石の磁界を検出するホール素子が一般によ
く用いられる。このように運転制御される同期電動機又
は運転制御方法は「ホールモータ」「ＤＣブラシレスモ
ータ」「ＤＣブラシレスモータシステム」などと呼称さ
れる。
るには、ロータの回転始動を円滑に行うために、また脱
調を防止するために、その回転角度位置を検出する位置
検出器が用いられる。位置検出器として、ロータに設け
られた永久磁石の磁界を検出するホール素子が一般によ
く用いられる。このように運転制御される同期電動機又
は運転制御方法は「ホールモータ」「ＤＣブラシレスモ
ータ」「ＤＣブラシレスモータシステム」などと呼称さ
れる。
【０００３】図６は従来の制御方法による制御装置８０
を示すブロック図である。図６において、制御装置８０
は、インバータ８１、電流制御部８２、速度制御部８
３、位置信号合成部８４、速度信号合成部８５、直流電
源８６、及び電流検出器ＳＥＣなどからなる。
を示すブロック図である。図６において、制御装置８０
は、インバータ８１、電流制御部８２、速度制御部８
３、位置信号合成部８４、速度信号合成部８５、直流電
源８６、及び電流検出器ＳＥＣなどからなる。
【０００４】同期電動機ＭＲｊには回転検出器ＳＥＲが
設けられている。回転検出器ＳＥＲとして例えばロータ
リエンコーダが用いられ、ロータの所定の回転角度毎に
２相のパルス信号Ｓａ，Ｓｂを出力し、１回転毎に原点
信号Ｓｚを出力する。
設けられている。回転検出器ＳＥＲとして例えばロータ
リエンコーダが用いられ、ロータの所定の回転角度毎に
２相のパルス信号Ｓａ，Ｓｂを出力し、１回転毎に原点
信号Ｓｚを出力する。
【０００５】インバータ８１は、電圧形電流制御方式の
３相ＰＷＭインバータであり、直流電源８６から供給さ
れる直流電力を電流制御部８２からの制御信号に基づい
てＰＷＭ制御し、同期電動機ＭＲｊのＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の各電機子捲線に流れる電機子電流（負荷電流）ＩL を
制御する。電流検出器ＳＥＣは、同期電動機ＭＲｊの電
機子電流ＩL を検出する。検出された電機子電流ＩL は
電流フィードバック信号として電流制御部８２に入力さ
れる。
３相ＰＷＭインバータであり、直流電源８６から供給さ
れる直流電力を電流制御部８２からの制御信号に基づい
てＰＷＭ制御し、同期電動機ＭＲｊのＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の各電機子捲線に流れる電機子電流（負荷電流）ＩL を
制御する。電流検出器ＳＥＣは、同期電動機ＭＲｊの電
機子電流ＩL を検出する。検出された電機子電流ＩL は
電流フィードバック信号として電流制御部８２に入力さ
れる。
【０００６】速度信号合成部８５は、回転検出器ＳＥＲ
からの出力信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚに基づいて速度フィー
ドバックのための信号ＶVBを生成し、速度制御部８３に
出力する。位置信号合成部８４は、回転検出器ＳＥＲか
らの出力信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚに基づいて位置信号ＶPB
を生成し、電流制御部８２に出力する。
からの出力信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚに基づいて速度フィー
ドバックのための信号ＶVBを生成し、速度制御部８３に
出力する。位置信号合成部８４は、回転検出器ＳＥＲか
らの出力信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚに基づいて位置信号ＶPB
を生成し、電流制御部８２に出力する。
【０００７】速度制御部８３では、速度指令信号ＶCSと
信号ＶVBとに基づいて、速度指令信号ＩS を出力する。
電流制御部８２は、速度指令信号ＩS 、位置信号ＶPB、
及び電機子電流ＩL の各信号に基づいて、インバータ８
１を制御するための制御信号を生成する。
信号ＶVBとに基づいて、速度指令信号ＩS を出力する。
電流制御部８２は、速度指令信号ＩS 、位置信号ＶPB、
及び電機子電流ＩL の各信号に基づいて、インバータ８
１を制御するための制御信号を生成する。
【０００８】制御装置８０においては、電機子電流ＩL
の大きさ及び位相を制御し、電機子電流ＩL と誘導起電
力Ｅａとのベクトルの角度を零にすることによって、力
率角とトルク角とを常に一致させた状態で運転すること
が可能である。また、必要に応じて進み位相又は遅れ位
相で運転することも可能である。
の大きさ及び位相を制御し、電機子電流ＩL と誘導起電
力Ｅａとのベクトルの角度を零にすることによって、力
率角とトルク角とを常に一致させた状態で運転すること
が可能である。また、必要に応じて進み位相又は遅れ位
相で運転することも可能である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、同期電動機Ｍ
Ｒｊを力率角とトルク角とを一致させて運転するには、
電機子電流ＩL と誘導起電力Ｅａとの角度（位相差）を
零にするために位置信号ＶPBを高精度で生成する必要が
ある。そのためには、精度の高い回転検出器ＳＥＲを用
いて信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚを高精度で検出する必要があ
る。回転検出器ＳＥＲの精度がよくなければ、制御の精
度が低下して位相差が大きくなり、全体の効率及びトル
クが低下する。
Ｒｊを力率角とトルク角とを一致させて運転するには、
電機子電流ＩL と誘導起電力Ｅａとの角度（位相差）を
零にするために位置信号ＶPBを高精度で生成する必要が
ある。そのためには、精度の高い回転検出器ＳＥＲを用
いて信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｚを高精度で検出する必要があ
る。回転検出器ＳＥＲの精度がよくなければ、制御の精
度が低下して位相差が大きくなり、全体の効率及びトル
クが低下する。
【００１０】したがって、従来の制御方法では、効率及
びトルクを良好に維持するために回転検出器ＳＥＲのコ
ストが高くなり、同期電動機ＭＲｊを含めた制御装置８
０が高価になるという問題があった。
びトルクを良好に維持するために回転検出器ＳＥＲのコ
ストが高くなり、同期電動機ＭＲｊを含めた制御装置８
０が高価になるという問題があった。
【００１１】また、制御装置８０と回転検出器ＳＥＲと
の接続のための線数が多くなること、回転検出器ＳＥＲ
の容積の分だけ同期電動機ＭＲｊが大型化し、特に小型
の同期電動機ＭＲｊにおいては回転検出器ＳＥＲの占有
率が大幅に増大して小型化が図れないこと、回転検出器
ＳＥＲのホール素子の信頼性の確保が容易でないことな
ど、回転検出器ＳＥＲを設けることにともなう種々の問
題があった。
の接続のための線数が多くなること、回転検出器ＳＥＲ
の容積の分だけ同期電動機ＭＲｊが大型化し、特に小型
の同期電動機ＭＲｊにおいては回転検出器ＳＥＲの占有
率が大幅に増大して小型化が図れないこと、回転検出器
ＳＥＲのホール素子の信頼性の確保が容易でないことな
ど、回転検出器ＳＥＲを設けることにともなう種々の問
題があった。
【００１２】本発明は、上述の問題に鑑みてなされたも
ので、同期電動機のロータの回転角度位置を検出するた
めの回転検出器を用いることなく、同期電動機を制御し
て運転することのできる制御方法及び装置を提供するこ
とを目的とする。
ので、同期電動機のロータの回転角度位置を検出するた
めの回転検出器を用いることなく、同期電動機を制御し
て運転することのできる制御方法及び装置を提供するこ
とを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る方
法は、インバータにより駆動される同期電動機を制御す
るための制御方法であって、前記同期電動機の電機子捲
線の誘起電圧である電機子誘起電圧Ｖｓを検出し、前記
同期電動機の前記電機子誘起電圧Ｖｓと同相の電機子捲
線に流れる電機子電流Ｉａを検出し、検出された電機子
電流Ｉａからそのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求め、前
記リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと前記電機子誘起電圧Ｖｓ
とをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求め、前記誘導
起電力Ｅａと前記電機子電流Ｉａとの位相差が零又は所
定の値となるように前記インバータを制御する。
法は、インバータにより駆動される同期電動機を制御す
るための制御方法であって、前記同期電動機の電機子捲
線の誘起電圧である電機子誘起電圧Ｖｓを検出し、前記
同期電動機の前記電機子誘起電圧Ｖｓと同相の電機子捲
線に流れる電機子電流Ｉａを検出し、検出された電機子
電流Ｉａからそのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求め、前
記リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと前記電機子誘起電圧Ｖｓ
とをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求め、前記誘導
起電力Ｅａと前記電機子電流Ｉａとの位相差が零又は所
定の値となるように前記インバータを制御する。
【００１４】請求項２の発明に係る装置は、電圧形のイ
ンバータにより駆動される同期電動機を制御するための
制御装置であって、前記同期電動機の電機子捲線の誘起
電圧である電機子誘起電圧Ｖｓを検出するための電機子
誘起電圧検出手段と、前記同期電動機の前記電機子誘起
電圧Ｖｓと同相の電機子捲線に流れる電機子電流Ｉａを
検出する電機子電流検出手段と、検出された電機子電流
Ｉａからそのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求めるための
微分手段と、前記リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと前記電機
子誘起電圧Ｖｓとをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを
求める合成手段と、前記誘導起電力Ｅａと前記電機子電
流Ｉａとを位相比較してこれらの位相のずれに応じた位
相差信号ＳＰＤを求める位相比較手段と、前記位相差信
号ＳＰＤに基づいて、前記誘導起電力Ｅａと前記電機子
電流Ｉａとの位相差が零又は所定の値となるように前記
インバータに電流制御指令を出力する電流制御指令手段
と、を有して構成される。
ンバータにより駆動される同期電動機を制御するための
制御装置であって、前記同期電動機の電機子捲線の誘起
電圧である電機子誘起電圧Ｖｓを検出するための電機子
誘起電圧検出手段と、前記同期電動機の前記電機子誘起
電圧Ｖｓと同相の電機子捲線に流れる電機子電流Ｉａを
検出する電機子電流検出手段と、検出された電機子電流
Ｉａからそのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求めるための
微分手段と、前記リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと前記電機
子誘起電圧Ｖｓとをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを
求める合成手段と、前記誘導起電力Ｅａと前記電機子電
流Ｉａとを位相比較してこれらの位相のずれに応じた位
相差信号ＳＰＤを求める位相比較手段と、前記位相差信
号ＳＰＤに基づいて、前記誘導起電力Ｅａと前記電機子
電流Ｉａとの位相差が零又は所定の値となるように前記
インバータに電流制御指令を出力する電流制御指令手段
と、を有して構成される。
【００１５】請求項３の発明に係る装置では、前記電機
子誘起電圧検出手段は、前記電機子捲線と並列に捲かれ
た補助捲線である。本発明の制御方法について、同期電
動機ＭＲのベクトル図である図３に基づいて、他の図も
参照しながら説明する。
子誘起電圧検出手段は、前記電機子捲線と並列に捲かれ
た補助捲線である。本発明の制御方法について、同期電
動機ＭＲのベクトル図である図３に基づいて、他の図も
参照しながら説明する。
【００１６】図３において、補助捲線ＣＳによって検出
される電機子誘起電圧Ｖｓは、電機子捲線ＣＦU の端子
電圧Ｖａから抵抗（相抵抗）による電圧降下分を差し引
いたものであるので、電機子誘起電圧Ｖｓと電機子電流
Ｉａのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘとをベクトル合成する
ことによって、誘導起電力Ｅａが求められる。
される電機子誘起電圧Ｖｓは、電機子捲線ＣＦU の端子
電圧Ｖａから抵抗（相抵抗）による電圧降下分を差し引
いたものであるので、電機子誘起電圧Ｖｓと電機子電流
Ｉａのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘとをベクトル合成する
ことによって、誘導起電力Ｅａが求められる。
【００１７】求められた誘導起電力Ｅａに基づいて、こ
れを電機子電流Ｉａと位相比較し、これらの間の位相差
が零又は所定の値となるように、つまり力率角φとトル
ク角δとの角度差が零又は所定の値となるように制御さ
れる。
れを電機子電流Ｉａと位相比較し、これらの間の位相差
が零又は所定の値となるように、つまり力率角φとトル
ク角δとの角度差が零又は所定の値となるように制御さ
れる。
【００１８】一般に、同期電動機ＭＲをインバータ１１
で駆動する際に、低い周波数での同期運転が容易である
ため低い周波数で始動し、同期条件を満たしながら周波
数を上げればよいことになる。同期条件は、図３（Ａ）
に示すように力率角φとトルク角δとが一致する状態が
最適であり、負荷が増大すると、図３（Ｃ）に示すよう
にトルク角δが増大して電機子電流Ｉａの方が誘導起電
力Ｅａよりも進んだ進み位相となり、負荷が少なくなる
と図３（Ｂ）のように遅れ位相となる。
で駆動する際に、低い周波数での同期運転が容易である
ため低い周波数で始動し、同期条件を満たしながら周波
数を上げればよいことになる。同期条件は、図３（Ａ）
に示すように力率角φとトルク角δとが一致する状態が
最適であり、負荷が増大すると、図３（Ｃ）に示すよう
にトルク角δが増大して電機子電流Ｉａの方が誘導起電
力Ｅａよりも進んだ進み位相となり、負荷が少なくなる
と図３（Ｂ）のように遅れ位相となる。
【００１９】本発明においては、従来の回転検出器を用
いないので、電機子捲線ＣＦに供給される電圧の入力角
を直接計測することができない。そこで、その代用値と
して、補助捲線ＣＳにより検出される電機子誘起電圧Ｖ
ｓを用いて誘導起電力Ｅａを算出し、力率角φとトルク
角δとが一致するように制御する。
いないので、電機子捲線ＣＦに供給される電圧の入力角
を直接計測することができない。そこで、その代用値と
して、補助捲線ＣＳにより検出される電機子誘起電圧Ｖ
ｓを用いて誘導起電力Ｅａを算出し、力率角φとトルク
角δとが一致するように制御する。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る制御方法によ
る制御装置３を含むＤＣブラシレスモータシステム１の
ブロック図、図２は位相比較部１３の出力特性の例を示
す図、図３は同期電動機ＭＲの運転時のベクトル図、図
４は同期電動機ＭＲの拘束時のベクトル図である。
る制御装置３を含むＤＣブラシレスモータシステム１の
ブロック図、図２は位相比較部１３の出力特性の例を示
す図、図３は同期電動機ＭＲの運転時のベクトル図、図
４は同期電動機ＭＲの拘束時のベクトル図である。
【００２１】図１において、制御装置３は、インバータ
１１、電流制御部１２、位相比較部１３、加算部１４、
フィルタ１５、微分部１６、整流部１７、電流検出器１
８，１９、及び回転数設定部２０などからなっている。
１１、電流制御部１２、位相比較部１３、加算部１４、
フィルタ１５、微分部１６、整流部１７、電流検出器１
８，１９、及び回転数設定部２０などからなっている。
【００２２】同期電動機ＭＲには、３相星型の電機子捲
線ＣＦU,ＣＦV,ＣＦW が設けられているが、そのうちの
Ｕ相の電機子捲線ＣＦU には補助捲線ＣＳが並列に捲か
れている。補助捲線ＣＳは、本発明における電機子誘起
電圧検出手段であり、同期電動機ＭＲのＵ相の電機子捲
線ＣＦU の誘起電圧である電機子誘起電圧Ｖｓを検出す
る。補助捲線ＣＳは、例えば電機子捲線ＣＦU のスロッ
トに並行して捲かれる。補助捲線ＣＳの捲数は電機子捲
線ＣＦU の１／１０程度であり、例えば、電機子捲線Ｃ
ＦU が１００回捲きであれば補助捲線ＣＳは約１０回捲
きである。補助捲線ＣＳは電機子捲線ＣＦU と比較して
細い線、例えば電機子捲線ＣＦU の１／３程度の太さの
線でよいので、補助捲線ＣＳを設けたことによる容積の
増加は僅かである。
線ＣＦU,ＣＦV,ＣＦW が設けられているが、そのうちの
Ｕ相の電機子捲線ＣＦU には補助捲線ＣＳが並列に捲か
れている。補助捲線ＣＳは、本発明における電機子誘起
電圧検出手段であり、同期電動機ＭＲのＵ相の電機子捲
線ＣＦU の誘起電圧である電機子誘起電圧Ｖｓを検出す
る。補助捲線ＣＳは、例えば電機子捲線ＣＦU のスロッ
トに並行して捲かれる。補助捲線ＣＳの捲数は電機子捲
線ＣＦU の１／１０程度であり、例えば、電機子捲線Ｃ
ＦU が１００回捲きであれば補助捲線ＣＳは約１０回捲
きである。補助捲線ＣＳは電機子捲線ＣＦU と比較して
細い線、例えば電機子捲線ＣＦU の１／３程度の太さの
線でよいので、補助捲線ＣＳを設けたことによる容積の
増加は僅かである。
【００２３】インバータ１１は、電圧形電流制御方式の
３相ＰＷＭインバータであり、電源から供給される３相
交流電力を、電流制御部１２からの制御信号に基づいて
且つ回転数設定部２０からの回転数指令信号ＳＳに基づ
いてＰＷＭ制御し、同期電動機ＭＲの各電機子捲線ＣＦ
U,ＣＦV,ＣＦW に流れる電機子電流Ｉａ（ＩａU,Ｉａ V,
ＩａW ）を制御する。
３相ＰＷＭインバータであり、電源から供給される３相
交流電力を、電流制御部１２からの制御信号に基づいて
且つ回転数設定部２０からの回転数指令信号ＳＳに基づ
いてＰＷＭ制御し、同期電動機ＭＲの各電機子捲線ＣＦ
U,ＣＦV,ＣＦW に流れる電機子電流Ｉａ（ＩａU,Ｉａ V,
ＩａW ）を制御する。
【００２４】電流検出器１８，１９は、それぞれ、電機
子捲線ＣＦU,ＣＦV に流れる電機子電流Ｉａ（ＩａU,Ｉ
ａV ）を検出する。電流検出器１８，１９として、例え
ばホール素子を用いた直流変流器（ＤＣＣＴ）が用いら
れる。
子捲線ＣＦU,ＣＦV に流れる電機子電流Ｉａ（ＩａU,Ｉ
ａV ）を検出する。電流検出器１８，１９として、例え
ばホール素子を用いた直流変流器（ＤＣＣＴ）が用いら
れる。
【００２５】整流部１７は、電流検出器１８，１９によ
って検出された２相の電機子電流ＩａU,ＩａV から他の
１相の電機子電流ＩａW をベクトル合成し、それら３相
の電機子電流ＩａU,ＩａV,ＩａW をそれぞれ整流し、そ
の平均値である平均電機子電流Ｉａａを算出する。算出
された平均電機子電流Ｉａａは、電流フィードバック信
号として電流制御部１２に入力され、これによって電機
子電流Ｉａの最大値などが制御される。
って検出された２相の電機子電流ＩａU,ＩａV から他の
１相の電機子電流ＩａW をベクトル合成し、それら３相
の電機子電流ＩａU,ＩａV,ＩａW をそれぞれ整流し、そ
の平均値である平均電機子電流Ｉａａを算出する。算出
された平均電機子電流Ｉａａは、電流フィードバック信
号として電流制御部１２に入力され、これによって電機
子電流Ｉａの最大値などが制御される。
【００２６】整流部１７においては、例えば、２相の電
機子電流ＩａU,ＩａV を加算して位相反転することによ
り電機子電流ＩａW を算出し、それらの電機子電流Ｉａ
U,ＩａV,ＩａW をそれぞれ両波整流して平均電機子電流
Ｉａａ（ＩａａU,ＩａａV,ＩａａW ）を得る。又は、電
機子電流ＩａU,ＩａV,ＩａW をそれぞれ両波整流して加
算し全体の平均電機子電流Ｉａａを得るようにしてもよ
い。
機子電流ＩａU,ＩａV を加算して位相反転することによ
り電機子電流ＩａW を算出し、それらの電機子電流Ｉａ
U,ＩａV,ＩａW をそれぞれ両波整流して平均電機子電流
Ｉａａ（ＩａａU,ＩａａV,ＩａａW ）を得る。又は、電
機子電流ＩａU,ＩａV,ＩａW をそれぞれ両波整流して加
算し全体の平均電機子電流Ｉａａを得るようにしてもよ
い。
【００２７】フィルタ１５は、補助捲線ＣＳによって検
出された電機子誘起電圧Ｖｓに含まれる雑音を除去す
る。主な雑音として、ＰＷＭのキャリヤー周波数成分が
ある。したがって、フィルタ１５として、キャリヤー周
波数よりも充分低い遮断周波数（例えば５００Ｈｚ）と
適当な減衰特性（例えば１２ｄｂ／ｏｃｔ）とを有する
ローパスフィタが用いられる。
出された電機子誘起電圧Ｖｓに含まれる雑音を除去す
る。主な雑音として、ＰＷＭのキャリヤー周波数成分が
ある。したがって、フィルタ１５として、キャリヤー周
波数よりも充分低い遮断周波数（例えば５００Ｈｚ）と
適当な減衰特性（例えば１２ｄｂ／ｏｃｔ）とを有する
ローパスフィタが用いられる。
【００２８】微分部１６は、補助捲線ＣＳにより検出さ
れる電機子誘起電圧Ｖｓと同じ相の電機子電流Ｉａ（Ｉ
ａU ）のリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求めるものであ
る。すなわち、微分部１６では、Ｕ相の電機子電流Ｉａ
に対して、次の（１）式のように微分を行って適当な係
数を掛け、リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求める。
れる電機子誘起電圧Ｖｓと同じ相の電機子電流Ｉａ（Ｉ
ａU ）のリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求めるものであ
る。すなわち、微分部１６では、Ｕ相の電機子電流Ｉａ
に対して、次の（１）式のように微分を行って適当な係
数を掛け、リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘを求める。
【００２９】 Ｉａ＊Ｘ＝Ｌ（ｄＩａ／ｄｔ） ……（１） 加算部１４は、微分部１６から出力されるリアクタンス
成分Ｉａ＊Ｘと、フィルタ１５から出力される電機子誘
起電圧Ｖｓとを加算することによって、それらをベクト
ル合成し、誘導起電力Ｅａを求める。ここで求められる
誘導起電力Ｅａは、実際の電機子誘起電圧と等化と見る
ことができる。
成分Ｉａ＊Ｘと、フィルタ１５から出力される電機子誘
起電圧Ｖｓとを加算することによって、それらをベクト
ル合成し、誘導起電力Ｅａを求める。ここで求められる
誘導起電力Ｅａは、実際の電機子誘起電圧と等化と見る
ことができる。
【００３０】位相比較部１３は、加算部１４から出力さ
れる誘導起電力Ｅａと、電流検出器１８で検出されたＵ
相の電機子電流Ｉａとを位相比較し、これらの位相のず
れに応じた位相差信号ＳＰＤを求める。位相差信号ＳＰ
Ｄは、例えば図２に示すように、電機子電流Ｉａの位相
が誘導起電力Ｅａの位相よりも進んでいるときには正の
値であり、電機子電流Ｉａの位相が誘導起電力Ｅａの位
相よりも遅れているときには負の値であり、一致したと
きには零である。
れる誘導起電力Ｅａと、電流検出器１８で検出されたＵ
相の電機子電流Ｉａとを位相比較し、これらの位相のず
れに応じた位相差信号ＳＰＤを求める。位相差信号ＳＰ
Ｄは、例えば図２に示すように、電機子電流Ｉａの位相
が誘導起電力Ｅａの位相よりも進んでいるときには正の
値であり、電機子電流Ｉａの位相が誘導起電力Ｅａの位
相よりも遅れているときには負の値であり、一致したと
きには零である。
【００３１】位相差信号ＳＰＤは、位相フィードバック
信号として電流制御部１２に入力される。これによって
同期化制御ループが形成され、いかなる周波でも同期運
転が行えるように制御がなされる。
信号として電流制御部１２に入力される。これによって
同期化制御ループが形成され、いかなる周波でも同期運
転が行えるように制御がなされる。
【００３２】電流制御部１２は、位相比較部１３から出
力される位相差信号ＳＰＤに基づいて、誘導起電力Ｅａ
と前記電機子電流Ｉａとの位相差が零又は所定の値とな
るようにインバータ１１に電流制御指令信号ＳＣを出力
する。電流制御部１２のそれ自体の構成及び動作は公知
のものである。
力される位相差信号ＳＰＤに基づいて、誘導起電力Ｅａ
と前記電機子電流Ｉａとの位相差が零又は所定の値とな
るようにインバータ１１に電流制御指令信号ＳＣを出力
する。電流制御部１２のそれ自体の構成及び動作は公知
のものである。
【００３３】次に、制御装置３による制御方法につい
て、図３及び図４に示す同期電動機ＭＲのベクトル図を
参照して説明する。これらの図において、φは力率角、
δはトルク角をそれぞれ示す。
て、図３及び図４に示す同期電動機ＭＲのベクトル図を
参照して説明する。これらの図において、φは力率角、
δはトルク角をそれぞれ示す。
【００３４】図３（Ａ）は力率角φとトルク角δとが一
致した最適位相の場合、図３（Ｂ）は遅れ位相の場合、
図３（Ｃ）は進み位相の場合をそれぞれ示している。図
３において、補助捲線ＣＳによって検出される電機子誘
起電圧Ｖｓは、電機子捲線ＣＦU の端子電圧Ｖａから抵
抗（相抵抗）による電圧降下分を差し引いたものである
ので、電機子誘起電圧Ｖｓと電機子電流Ｉａのリアクタ
ンス成分Ｉａ＊Ｘとをベクトル合成することによって、
誘導起電力Ｅａが求められる。つまり、誘導起電力Ｅａ
が、補助捲線ＣＳによる電機子誘起電圧Ｖｓと電機子電
流Ｉａとから求められるのである。
致した最適位相の場合、図３（Ｂ）は遅れ位相の場合、
図３（Ｃ）は進み位相の場合をそれぞれ示している。図
３において、補助捲線ＣＳによって検出される電機子誘
起電圧Ｖｓは、電機子捲線ＣＦU の端子電圧Ｖａから抵
抗（相抵抗）による電圧降下分を差し引いたものである
ので、電機子誘起電圧Ｖｓと電機子電流Ｉａのリアクタ
ンス成分Ｉａ＊Ｘとをベクトル合成することによって、
誘導起電力Ｅａが求められる。つまり、誘導起電力Ｅａ
が、補助捲線ＣＳによる電機子誘起電圧Ｖｓと電機子電
流Ｉａとから求められるのである。
【００３５】求められた誘導起電力Ｅａに基づいて、こ
れを電機子電流Ｉａと位相比較し、最適位相となるよう
に電流制御部１２によって制御されるのである。しかし
実際は、力率角φを常に最適位相にすることには無理が
あるので、力率角φとトルク角δとの位相差が所定の範
囲内に入るように制御が行われる。
れを電機子電流Ｉａと位相比較し、最適位相となるよう
に電流制御部１２によって制御されるのである。しかし
実際は、力率角φを常に最適位相にすることには無理が
あるので、力率角φとトルク角δとの位相差が所定の範
囲内に入るように制御が行われる。
【００３６】同期速度で回転中の同期電動機ＭＲは、電
機子電流Ｉａ、端子電圧Ｖａ、トルクに応じて運転モー
ドが異なり、図３（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示すように、最
適位相、遅れ位相、又は進み位相となる。脱調時にはロ
ータが停止するため誘導起電力Ｅａが零となり、ベクト
ル図は図４に示すようになる。
機子電流Ｉａ、端子電圧Ｖａ、トルクに応じて運転モー
ドが異なり、図３（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示すように、最
適位相、遅れ位相、又は進み位相となる。脱調時にはロ
ータが停止するため誘導起電力Ｅａが零となり、ベクト
ル図は図４に示すようになる。
【００３７】一般に、同期電動機ＭＲをインバータ１１
で駆動する際に、低い周波数での同期運転が容易である
ため低い周波数で始動し、同期条件を満たしながら周波
数を上げればよいことになる。同期条件は、図３（Ａ）
に示す状態が最適であり、負荷が増大すると図３（Ｃ）
のようになり、負荷が少なくなると図３（Ｂ）のように
なる。負荷の限度を越えると脱調現象を起こし、ロータ
の回転が停止すると図４のようになる。
で駆動する際に、低い周波数での同期運転が容易である
ため低い周波数で始動し、同期条件を満たしながら周波
数を上げればよいことになる。同期条件は、図３（Ａ）
に示す状態が最適であり、負荷が増大すると図３（Ｃ）
のようになり、負荷が少なくなると図３（Ｂ）のように
なる。負荷の限度を越えると脱調現象を起こし、ロータ
の回転が停止すると図４のようになる。
【００３８】脱調を起こさないようにするためには、図
３（Ａ）に示すように、いかなるときも力率角φとトル
ク角δとが一致するように端子電圧Ｖａを制御してやれ
ばよい。しかし、従来のような回転検出器を用いないの
で、入力角を直接計測することができない。そこで、そ
の代用値として、補助捲線ＣＳにより検出される電機子
誘起電圧Ｖｓを用いて誘導起電力Ｅａを算出し、トルク
角δが最適になるように制御するのである。
３（Ａ）に示すように、いかなるときも力率角φとトル
ク角δとが一致するように端子電圧Ｖａを制御してやれ
ばよい。しかし、従来のような回転検出器を用いないの
で、入力角を直接計測することができない。そこで、そ
の代用値として、補助捲線ＣＳにより検出される電機子
誘起電圧Ｖｓを用いて誘導起電力Ｅａを算出し、トルク
角δが最適になるように制御するのである。
【００３９】上述した制御装置３は、オペアンプ、トラ
ンジスタ、ダイオード、抵抗、コンデンサ、ＩＣ回路素
子、ＣＰＵ、その周辺素子など、種々の部品を用い、適
当なプログラムをインストールすることによって実現す
ることができる。次に、制御装置の回路構成の例を説明
する。
ンジスタ、ダイオード、抵抗、コンデンサ、ＩＣ回路素
子、ＣＰＵ、その周辺素子など、種々の部品を用い、適
当なプログラムをインストールすることによって実現す
ることができる。次に、制御装置の回路構成の例を説明
する。
【００４０】図５は本発明に係る制御方法による他の制
御装置３Ａを含むＤＣブラシレスモータシステム１Ａの
ブロック図である。図５において、制御装置３Ａは、イ
ンバータ回路１１Ａ、ＣＰＵ１２Ａ、位相比較回路１３
Ａ、加算回路１４Ａ、フィルタ回路１５Ａ、微分回路１
６Ａ、平均電流検出回路１７Ａ、電流検出器１８Ａ，１
９Ａ、回転数設定回路２０Ａなどからなっている。これ
らの各回路は、上述の制御装置３の各要素の機能と対応
しており、対応する要素の符号に「Ａ」を付加した符号
が付されている。したがって、各回路の機能は上の説明
で明らかであるので、ここでは各回路に若干の説明を加
えるに止める。
御装置３Ａを含むＤＣブラシレスモータシステム１Ａの
ブロック図である。図５において、制御装置３Ａは、イ
ンバータ回路１１Ａ、ＣＰＵ１２Ａ、位相比較回路１３
Ａ、加算回路１４Ａ、フィルタ回路１５Ａ、微分回路１
６Ａ、平均電流検出回路１７Ａ、電流検出器１８Ａ，１
９Ａ、回転数設定回路２０Ａなどからなっている。これ
らの各回路は、上述の制御装置３の各要素の機能と対応
しており、対応する要素の符号に「Ａ」を付加した符号
が付されている。したがって、各回路の機能は上の説明
で明らかであるので、ここでは各回路に若干の説明を加
えるに止める。
【００４１】フィルタ回路１５Ａは、オペアンプを使用
したＣＲ形のアクティブフィルタである。微分回路１６
Ａは、オペアンプ、抵抗、コンデンサを使用したアクテ
ィブ回路である。加算回路１４Ａ、位相比較回路１３Ａ
にもオペアンプが用いられている。平均電流検出回路１
７Ａは、オペアンプを使用した加算反転回路１７１、及
び３つの整流回路１７２〜４から構成されている。これ
らそれぞれの回路それ自体は公知のものを用いることが
できる。ＣＰＵ１２Ａは、入力される位相差信号ＳＰ
Ｄ、各平均電機子電流Ｉａａに基づいて、電流制御指令
信号ＳＣを演算してインバータ回路１１Ａに出力する。
したＣＲ形のアクティブフィルタである。微分回路１６
Ａは、オペアンプ、抵抗、コンデンサを使用したアクテ
ィブ回路である。加算回路１４Ａ、位相比較回路１３Ａ
にもオペアンプが用いられている。平均電流検出回路１
７Ａは、オペアンプを使用した加算反転回路１７１、及
び３つの整流回路１７２〜４から構成されている。これ
らそれぞれの回路それ自体は公知のものを用いることが
できる。ＣＰＵ１２Ａは、入力される位相差信号ＳＰ
Ｄ、各平均電機子電流Ｉａａに基づいて、電流制御指令
信号ＳＣを演算してインバータ回路１１Ａに出力する。
【００４２】制御装置３Ａを調整する際には、例えば、
インバータ回路１１Ａの出力によって電機子捲線ＣＦに
適当な電機子電流Ｉａを流し、同期電動機ＭＲのロータ
が回転しないようにロックした状態で、加算回路１４Ａ
の出力が零になるように、各回路の回路定数を調整し設
定する。
インバータ回路１１Ａの出力によって電機子捲線ＣＦに
適当な電機子電流Ｉａを流し、同期電動機ＭＲのロータ
が回転しないようにロックした状態で、加算回路１４Ａ
の出力が零になるように、各回路の回路定数を調整し設
定する。
【００４３】上述の実施形態によると、同期電動機ＭＲ
の電機子捲線ＣＦU に並列に設けた補助捲線ＣＳによっ
て電機子誘起電圧Ｖｓを検出し、これと同相の電機子電
流Ｉａから電機子電流Ｉａのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘ
を求め、これらをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求
めたので、従来のような回転検出器を用いることなく、
同期電動機ＭＲを制御して所定の力率角及びトルク角で
運転することができる。
の電機子捲線ＣＦU に並列に設けた補助捲線ＣＳによっ
て電機子誘起電圧Ｖｓを検出し、これと同相の電機子電
流Ｉａから電機子電流Ｉａのリアクタンス成分Ｉａ＊Ｘ
を求め、これらをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求
めたので、従来のような回転検出器を用いることなく、
同期電動機ＭＲを制御して所定の力率角及びトルク角で
運転することができる。
【００４４】したがって、従来のような回転検出器が不
要な分だけ小型化及び低コスト化を図ることができ、特
に小型の同期電動機において大きな利点がある。上述の
実施形態においては、電機子捲線ＣＦが星形のものとし
たが、デルタ形のものでも適用可能である。補助捲線Ｃ
ＳをＵ相の電機子捲線ＣＦU と並列に捲いたが、Ｖ相又
はＷ相の電機子捲線ＣＦと並列に捲いてもよい。その捲
き方、捲数は適宜変更できる。補助捲線ＣＳ以外の方法
によって電機子誘起電圧Ｖｓを検出してもよい。交流電
源で動作するインバータ１１について説明したが、直流
電源で動作するインバータであってもよい。その他、同
期電動機ＭＲの構造、形状、材質、ＤＣブラシレスモー
タシステム１，１Ａ、又は制御装置３，３Ａの構成、制
御内容などは、本発明の主旨に沿って適宜変更すること
ができる。
要な分だけ小型化及び低コスト化を図ることができ、特
に小型の同期電動機において大きな利点がある。上述の
実施形態においては、電機子捲線ＣＦが星形のものとし
たが、デルタ形のものでも適用可能である。補助捲線Ｃ
ＳをＵ相の電機子捲線ＣＦU と並列に捲いたが、Ｖ相又
はＷ相の電機子捲線ＣＦと並列に捲いてもよい。その捲
き方、捲数は適宜変更できる。補助捲線ＣＳ以外の方法
によって電機子誘起電圧Ｖｓを検出してもよい。交流電
源で動作するインバータ１１について説明したが、直流
電源で動作するインバータであってもよい。その他、同
期電動機ＭＲの構造、形状、材質、ＤＣブラシレスモー
タシステム１，１Ａ、又は制御装置３，３Ａの構成、制
御内容などは、本発明の主旨に沿って適宜変更すること
ができる。
【００４５】
【発明の効果】請求項１乃至請求項３の発明によると、
同期電動機のロータの回転角度位置を検出するための回
転検出器を用いることなく、同期電動機を制御して運転
することができる。したがって、従来のような回転検出
器が不要な分だけ小型化及び低コスト化を図ることがで
き、特に小型の同期電動機において大きな利点がある。
同期電動機のロータの回転角度位置を検出するための回
転検出器を用いることなく、同期電動機を制御して運転
することができる。したがって、従来のような回転検出
器が不要な分だけ小型化及び低コスト化を図ることがで
き、特に小型の同期電動機において大きな利点がある。
【図１】本発明に係る制御方法による制御装置を含むＤ
Ｃブラシレスモータシステムのブロック図である。
Ｃブラシレスモータシステムのブロック図である。
【図２】位相比較部の出力特性の例を示す図である。
【図３】同期電動機のベクトル図である。
【図４】同期電動機のベクトル図である。
【図５】本発明に係る制御方法による他の制御装置を含
むＤＣブラシレスモータシステムのブロック図である。
むＤＣブラシレスモータシステムのブロック図である。
【図６】従来の制御方法による制御装置を示すブロック
図である。
図である。
１，１Ａ ＤＣブラシレスモータシステム ３，３Ａ 制御装置 １１ インバータ １２ 電流制御部（電流制御手段） １３ 位相比較部（位相比較手段） １４ 加算部（合成手段） １６ 微分部（微分手段） １８ 電流検出器（電機子電流検出手段） １１Ａ インバータ回路（インバータ） １２Ａ ＣＰＵ（電流制御手段） １３Ａ 位相比較部回路（位相比較手段） １４Ａ 加算回路（合成手段） １６Ａ 微分回路（微分手段） １８Ａ 電流検出器（電機子電流検出手段） ＭＲ 同期電動機 ＣＳ 補助捲線（電機子誘起電圧検出手段）
Claims (3)
- 【請求項１】インバータにより駆動される同期電動機を
制御するための制御方法であって、 前記同期電動機の電機子捲線の誘起電圧である電機子誘
起電圧Ｖｓを検出し、 前記同期電動機の前記電機子誘起電圧Ｖｓと同相の電機
子捲線に流れる電機子電流Ｉａを検出し、 検出された電機子電流Ｉａからそのリアクタンス成分Ｉ
ａ＊Ｘを求め、 前記リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと前記電機子誘起電圧Ｖ
ｓとをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求め、 前記誘導起電力Ｅａと前記電機子電流Ｉａとの位相差が
零又は所定の値となるように前記インバータを制御す
る、 ことを特徴とする同期電動機の制御方法。 - 【請求項２】電圧形のインバータにより駆動される同期
電動機を制御するための制御装置であって、 前記同期電動機の電機子捲線の誘起電圧である電機子誘
起電圧Ｖｓを検出するための電機子誘起電圧検出手段
と、 前記同期電動機の前記電機子誘起電圧Ｖｓと同相の電機
子捲線に流れる電機子電流Ｉａを検出する電機子電流検
出手段と、 検出された電機子電流Ｉａからそのリアクタンス成分Ｉ
ａ＊Ｘを求めるための微分手段と、 前記リアクタンス成分Ｉａ＊Ｘと前記電機子誘起電圧Ｖ
ｓとをベクトル合成して誘導起電力Ｅａを求める合成手
段と、 前記誘導起電力Ｅａと前記電機子電流Ｉａとを位相比較
してこれらの位相のずれに応じた位相差信号ＳＰＤを求
める位相比較手段と、 前記位相差信号ＳＰＤに基づいて、前記誘導起電力Ｅａ
と前記電機子電流Ｉａとの位相差が零又は所定の値とな
るように前記インバータに電流制御指令を出力する電流
制御指令手段と、 を有してなることを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 【請求項３】前記電機子誘起電圧検出手段は、前記電機
子捲線と並列に捲かれた補助捲線である、 請求項３記載の同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8235015A JPH1080180A (ja) | 1996-09-05 | 1996-09-05 | 同期電動機の制御方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8235015A JPH1080180A (ja) | 1996-09-05 | 1996-09-05 | 同期電動機の制御方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1080180A true JPH1080180A (ja) | 1998-03-24 |
Family
ID=16979817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8235015A Pending JPH1080180A (ja) | 1996-09-05 | 1996-09-05 | 同期電動機の制御方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1080180A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0954090A2 (en) * | 1998-04-27 | 1999-11-03 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for driving a polyphase, brushless DC motor |
| EP0993108A2 (de) * | 1998-10-10 | 2000-04-12 | AKO-Werke GmbH & Co. KG | Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotorstellung von Synchronmotoren |
| EP1005148A2 (en) * | 1998-11-20 | 2000-05-31 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for controlling a motor in a mass storage device |
| DE19860446A1 (de) * | 1998-12-28 | 2000-06-29 | Grundfos A S Bjerringbro | Verfahren zur Regelung eines spannungs-/frequenzumrichtergesteuerten Mehrphasen-Permanentmagnetmotors |
| JP2002027776A (ja) * | 2000-07-07 | 2002-01-25 | Koyo Seiko Co Ltd | 同期電動機の制御装置および制御方法、ならびに駆動系の作動流体制御用電動ポンプ |
| DE10037972B4 (de) * | 1999-08-05 | 2005-09-15 | Sharp K.K. | Vorrichtung und Verfahren zur Elektromotorsteuerung |
| WO2009093214A2 (en) * | 2008-01-25 | 2009-07-30 | Spal Automotive S.R.L. | Electric drive and method for controlling it |
| JP2017085799A (ja) * | 2015-10-29 | 2017-05-18 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | モータ駆動装置およびモータシステム |
-
1996
- 1996-09-05 JP JP8235015A patent/JPH1080180A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0954090A2 (en) * | 1998-04-27 | 1999-11-03 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for driving a polyphase, brushless DC motor |
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| KR100755532B1 (ko) * | 1998-04-27 | 2007-09-06 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 다위상, 브러시리스 ｄｃ 모터를 구동하기 위한 방법 및 장치 |
| EP0993108A2 (de) * | 1998-10-10 | 2000-04-12 | AKO-Werke GmbH & Co. KG | Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotorstellung von Synchronmotoren |
| EP0993108A3 (de) * | 1998-10-10 | 2003-12-10 | Diehl AKO Stiftung & Co. KG | Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotorstellung von Synchronmotoren |
| EP1005148A2 (en) * | 1998-11-20 | 2000-05-31 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for controlling a motor in a mass storage device |
| EP1005148A3 (en) * | 1998-11-20 | 2002-05-29 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for controlling a motor in a mass storage device |
| DE19860446A1 (de) * | 1998-12-28 | 2000-06-29 | Grundfos A S Bjerringbro | Verfahren zur Regelung eines spannungs-/frequenzumrichtergesteuerten Mehrphasen-Permanentmagnetmotors |
| EP1017159A3 (de) * | 1998-12-28 | 2001-02-28 | Grundfos A/S | Verfahren zur Regelung eines spannungs-/frequenzumrichtergesteuerten Ein- oder Mehrphasen-Elektromotors |
| DE10037972B4 (de) * | 1999-08-05 | 2005-09-15 | Sharp K.K. | Vorrichtung und Verfahren zur Elektromotorsteuerung |
| JP2002027776A (ja) * | 2000-07-07 | 2002-01-25 | Koyo Seiko Co Ltd | 同期電動機の制御装置および制御方法、ならびに駆動系の作動流体制御用電動ポンプ |
| WO2009093214A2 (en) * | 2008-01-25 | 2009-07-30 | Spal Automotive S.R.L. | Electric drive and method for controlling it |
| WO2009093214A3 (en) * | 2008-01-25 | 2009-09-17 | Spal Automotive S.R.L. | Electric drive and method for controlling it |
| JP2017085799A (ja) * | 2015-10-29 | 2017-05-18 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | モータ駆動装置およびモータシステム |
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