KR20030065456A - 인버터 제어방법 및 그 장치 - Google Patents

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KR20030065456A
KR20030065456A KR10-2003-7001021A KR20037001021A KR20030065456A KR 20030065456 A KR20030065456 A KR 20030065456A KR 20037001021 A KR20037001021 A KR 20037001021A KR 20030065456 A KR20030065456 A KR 20030065456A
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KR10-2003-7001021A
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이사오 타카하시
야마이히로유키
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다이킨 고교 가부시키가이샤
타카하시 유우코
지비키 미와
타카하시 미나코
타카하시 마모루
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Abstract

종래 콘덴서리스 인버터 제어부(11)와, 모터 토크τm, 모터 회전수ωm, 전원전압V1, 계수η를 입력으로 하여 (10)식의 연산을 행해 전원 전류i1를 산출하고, 전원 전류 지령값i1＊으로 출력하는 I1연산부(12)와, 전원 전류 지령값i1＊과 실제전류i1를 입력으로 하여, 양자의 편차가 0이 되도록 연산(가령, PI연산)을 행해 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 출력하는 피드백 연산부(13)와, 종래 콘덴서리스 인버터 제어부(11)로부터의 임시 토크 지령 또는 토크분전류 지령으로부터 피드백 연산부(13)가 출력하는 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 감산해서 최종적인 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 얻는 감산부(14)를 갖고, 콘덴서 전류를 억제하도록 제어하여 전원 전류의 왜곡을 억제한다.

Description

인버터 제어방법 및 그 장치{INVERTER CONTROL METHOD AND ITS DEVICE}
종래부터 알려져 있는 바와 같이, 인버터 회로는 트랜지스터의 스위칭 제어에 의해 직류전원을 가변 주파수, 가변 전압의 교류 전력으로 고효율로 변환하는 회로이다.
그리고, 인버터 회로는, 가령 모터의 회전수나 토크(torque)를 제어할 필요가 있는 가전기기나 산업기기에 널리 응용되고 있다.
또, 일반적으로는, 교류전원을 직류전원으로 변환하기 위해서 회로 구성이 간단한 다이오드 브리지 회로가 채용되고, 정류 후의 전압 리플을 제거하기 위해서 대용량의 평활(平滑)용 콘덴서가 사용되고 있다.
그리고, 이 경우에는, 전원측의 역률(力率)저하나 고조파(高調波)의 증대 등의 문제가 발생하기 때문에, 이와 같은 문제의 발생을 방지, 또는 억제하기 위해서 다이오드 브리지 회로의 입력측 또는 직류측에 인덕턴스(inductance)가 큰 역률 개선 리액터를 접속한다(도 18 참조)
또, 최근에는 전원 역률이나 전원 고조파에 대한 특성의 고성능화를 목적으로, 스위칭 트랜지스터 및 다이오드 등으로 이루어지는 초퍼(Chopper)를 다이오드 브리지 회로의 직류측에 설치하는 것이 제안되어 있다(도 20 참조)
이와 같은 인버터 회로를 채용한 경우에는, 대용량의 평활용 콘덴서, 역률 개선 리액터가 필요하며, 이들을 채용함에 따라서 사이즈가 대형화되고, 게다가 코스트 상승을 초래하게 되어 버리는 문제가 있다.
또, 전원 고조파 특성의 고성능화를 달성하기 위해서는 초퍼 회로가 필요하며, 또한 코스트 상승을 초래하게 되어 버리는 문제가 있다.
또한, 대용량의 평활용 콘덴서로서는 일반적으로 전해 콘덴서가 채용되므로, 전해 콘덴서의 수명이 짧은 것에 기인해서 다이오드 브리지 회로를 포함하는 인버터 회로의 수명이 짧아지고, 게다가 전해 콘덴서의 온도 특성에 기인해서 다이오드 브리지 회로를 포함하는 인버터 회로의 사용 환경이 제약된다고 하는 문제가 있다.
이와 같은 문제를 해소하기 위해서, 정류부가 대용량인 평활용 콘덴서를 생략하고, d축 전류를 전원 주파수의 2부 주파로 변화시켜서, 약계자(弱界磁) 제어에 의해 모터 단자전압을 저하시키고, 이것에 의해 직류전압이 맥동해서, 크게 저하된 경우에도 모터 전류를 유입하도록 하여, 인버터 입력(정류회로 입력)의 전류 통전폭을 넓힘으로써, 고입력 역률화, 및 전원 고조파 특성의 고성능화를 달성하도록 한 인버터 제어방법(「고입력 역률의 다이오드 정류회로를 갖는 PM모터의 인버터 제어법」,고교훈(高橋勳), 평성 12년(2001년) 전기학회 전국대회, p1591참조, 이하, 논문 1이라 약칭한다)이 제안되어 있다.
이 방법을 채용하면, 정류회로에 접속된 인버터 출력을 소망의 파형으로 제어함으로써, 정류회로의 입력 역률을 향상할 수 있고, 나아가서는 전원 고조파의 저감도 기대할 수 있으며, 종래 이것을 달성하기 위해서 필요로 했던 대용량 전해 콘덴서, 리액터, 초퍼를 필요로 하지 않게 할 수 있다.
또, 논문 1을 베이스로 한 제어방법으로서, 가령 「IPM모터의 약계자(弱界磁)를 이용한 고효율 인버터 제어방법」,방하인(芳賀仁), 고교훈, 평성 13년(2002년) 전기학회 전국대회, p. 1214(이하, 논문 2라 약칭한다)도 제안되어 있다.
도 18의 구성의 인버터 회로를 채용한 경우에는, 다이오드 브리지 정류회로에 의해 교류전원을 정류하고, 이것을 대용량인 전해 콘덴서(가령, 모터 용량 2.2kW에서는 2000μF 정도)에 의해 평활(平滑)하고 있다. 그리고 평활 출력은 모터 구동용의 인버터에 공급된다.
또, 가정용 기기에 인버터 회로를 채용하는 경우에는, 역률 개선을 위해서 정류회로와 콘덴서 사이, 또는 교류전원과 정류회로 사이에 리액터(콘덴서 용량이 2000μF인 경우, 3.5mH 정도)가 접속된다.
도 19는 도 18의 인버터 회로의 직류전압(전해 콘덴서 양단 전압)Vdc, 전원전류(교류전원으로부터 정류회로에 유입되는 전류)i1, 정류회로에 의해 정류되어 얻어지는 전원전압의 절대값 │V1│, 전원 전류i1의 기본파 성분을 나타내는 도면이다. 단, 전원전압의 절대값 │V1│, 전원 전류i1의 기본파 성분은 직접적으로 인버터 회로로부터 측정할 수 있는 것은 아니다.
또, 도 19에서 φ는 전원전압V1과 전원전류i1의 기본파 사이의 위상차, 즉 역률을 나타내고 있다.
도 18의 인버터 회로의 역률 cosφ는 최대 80%정도(φ=37°)로 낮다. 또, 도 19에 나타낸 바와 같이 교류 전압의 절대값│V1│의 진폭이 평활된 전해 콘덴서 양단 전압Vdc을 넘는 경우에, 정류회로의 다이오드가 온(ON)동작하여, 전원 전류i1가 유입되기 때문에, 전원 전류i1의 파형이 왜곡되며, 그리고 도시하지 않았으나, 전원 전류i1의 조파 해석에 의해 얻어지는 저차(低次) 고조파(3차, 5차, 7차 등) 성분의 진폭이 특히 크다. 그리고, 저차 고조파를 제거하는 필터 회로에서는, 인덕턴스 값이 큰 리액터 등이 필요하게 되어, 코스트 상승이나 인버터 장치 전체의 사이즈를 대형화하는 등의 문제가 있다.
도 20의 인버터 회로는, 트랜지스터(Tc) 및 다이오드(Dc)를 포함하는 초퍼 회로를 추가로 접속해서 이루어지는 것으로, 이 트랜지스터(Tc)를 온제어함으로써, 도 18의 인버터 회로에서는 전원 전류i1가 유입되지 않았던 기간(전해 콘덴서 양단 전압Vdc이 교류 전압의 절대값 │V1│의 진폭보다 큰 기간)에 대해서도 전류를 유입한다. 그리고, 트랜지스터(Tc)의 온듀티를 적절히 제어함으로써 전원 전류i1를 정현파(正弦波) 형상으로 할 수 있다. 또, 콘덴서로부터 트랜지스터(Tc)측으로의 전류 역류는 다이오드(Dc)에 의해 방지된다.
그러나, 도 20의 인버터 회로는, 도 18의 인버터 회로와 비교해서, 트랜지스터(Tc) 및 다이오드(Dc)뿐만 아니라, 트랜지스터(Tc)를 제어하는 회로가 필요하게 되므로, 특히 코스트가 중시되는 가전기기에서의 채용이 곤란해져 버린다.
도 21은 이런 문제를 해소하기 위해서 논문 1에 제시된 인버터 회로를 나타낸 도면이다.
도 21의 인버터 회로가 도 18의 인버터 회로와 다른 점은, 대용량 전해 콘덴서 대신에, 소용량의 콘덴서(가령, 1/100 정도의 용량의 콘덴서)를 채용한 점뿐이다.
도 21의 인버터 회로(이하, 이것을 콘덴서리스 인버터 회로라 칭한다)를 채용한 경우에는, 콘덴서의 용량이 극히 작기 때문에, 인버터를 개재해서 모터에 흐르는 전류를 적절히 제어하면, 도 22에 나타낸 바와 같이, 거의 전원전압의 절대값 │V1│을 따라, Vmax(절대 전압V1의 최대값)으로부터 모터가 발생하는 유기 전압에 대응하여 정해지는 Vmin까지 변동한다. 여기에서, Vmin은 모터의 계자(界磁) 제어에 의해 조정할 수 있다.
이 결과, 전원 전류i1의 파형 왜곡은 도 19의 경우와 비교해서 작아진다.
전원 전류i1이 흐르는 기간을 θ로 하면, 역률 cosθ는, (1)식에 의해 산출할 수 있다.
(1)식에서, Vmax/ Vmin{=cos(θ/2)}＞2의 경우, 역률cosΦ은 97%이상이 된다.
도 23은, 도 21의 인버터 회로에 의해 IPM모터를 제어하여, 원하는 성능을 얻기 위해서 논문 2에 제시된 제어방법을 실시하기 위한 인버터 제어장치의 구성을 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치는, 속도 지령ωm＊과 모터 실제속도ωm의 편차를 입력으로 하여 PI연산(비례·적분 연산)을 행하여 값│iq＊│을 출력하는 PI연산부(111)와, 전원전압V1을 입력으로 하고, 이것에 동기한 신호 sin2θ1을 출력하는 sin2θ1발생부(112)와, 신호 sin2θ1과 값│iq＊│의 적(積)을 얻어, q축 전류 지령iq＊으로서 출력하는 승산기(113)를 포함하는 q축 전류 지령 연산부(110)를 갖고 있다.
그리고, 직류전압Vdc, q축 전류iq, 모터 실제속도ωm을 입력으로 하여 (2)식의 연산을 행해 d축 전류 지령id＊을 출력하는 id＊연산부(114)와, dq축 전류지령id＊, iq＊과 dq축 실제전류id, iq의 편차를 입력하고 PI연산을 행하고 제 1dq축 전류 지령Vd＊', Vq＊'을 출력하는 d축용, q축용의 PI연산부(115, 116)와, 제 1 dq축 전류 지령Vd＊', Vq＊'을 입력으로 하여 (3)식의 연산을 행해 제 2 dq축 전류 지령Vd＊, Vq＊을 출력하는 비간섭 제어부(117)를 갖고 있다. 또, λa는 속도 기전압 정수, Ld는 d축 인덕턴스, Lq는 q축 인덕턴스, n은 극대수이다.
도 23에 나타낸 인버터 제어장치를 채용하면, q축 전류를 iq＊·sin2θ1로 제어함으로써, 도 22에 나타낸 전원 전류i1을 얻을 수 있다고 생각하고 있었다.
도 24는, 모터의 계자 제어에 의해 직류전압(콘덴서 양단 전압) Vdc을 Vmax로부터 0으로 제어한 경우의 파형을 나타낸 도면이다. 편의상, 위상 θ2를 직류전압Vdc의 최대값을 얻는 위상을 0°(360°)로 하여 푸리에 변환을 행하면, (4)식이 된다.
여기에서, θ2=2·θ1(θ1은 전원전압 위상)
또, 전류 전압Vdc의 교류 성분에 의해 콘덴서에 흐르는 전류 진폭의 크기는 (5)식이 된다.
여기에서, f2n=2·n·f1(f1:전원 주파수, n=1, 2, 3…)
그리고, Vmax=283V(전원전압 실효값=200V, 전원 주파수 50Hz)의 경우, 전원 주파수의 2배 주파수 성분((4)식의 n=1)의 진폭Vdch1은 120V가 된다.
또, 콘덴서 용량을 종래의 1/100인 20μF로 선택하면, (5)식에서 그 전류의 크기는, │ich1│=1.5A가 된다. 그리고, 위상은 도 24에 나타낸 바와 같이 된다.
도 25도는, 논문 2에서 생각하고 있던 이상적인 제어 파형(직류전압Vdc)을 0에서 Vmax로 조정할 수 있을 때의 전원 전류i1와, 콘덴서 전류ich1와, 논문 2의 제어만을 행한 경우, 즉 콘덴서 전류ichJ의 보상(補償)이 없는 경우에 얻어지는 전원 전류 파형의 왜곡을 나타내고 있다. 또, 실제로는 ich2,ich3,…도 흐르지만, 여기에서는 편의상 도시를 생략하였다.
즉, 도 21의 인버터 제어장치에서는 직류전압 Vdc이 크게 맥동하고, 진폭이 큰 교류 성분을 포함하기 때문에, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재해서 콘덴서에 유입되는 전류ich1,ich2,ich3,…가 생기고, 전원 전류 파형을 왜곡시켜 버린다.
따라서, 이 콘덴서 전류를 보상하지 않으면, 전원 전류(입력 전류) i1의 고조파를 적게 제어할(이상적으로는 정현파가 되도록 제어할) 수 없다는 문제가 있었다.
이 발명은 상기의 문제점을 감안하여 이루어진 것으로, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재해서, 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 제어할 수 있는 인버터 제어방법 및 그 장치를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
이 발명은 인버터 제어방법 및 그 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하면, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동(脈動)하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하여, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하기 위한 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
도 1은, 이 발명의 인버터 제어장치를 포함하는 제어 시스템을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는, 이 발명의 인버터 제어장치의 일실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 3은, 이 발명의 인버터 제어장치의 다른 실시예를 나타낸 블록도이다.
도 4는, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 5는, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시에를 나타낸 블록도이다.
도 6은, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 7은, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 8은, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 9는, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 10은, 계자(界磁) 제어로 직류전압Vdc의 최소값을 Vmin으로 설정한 경우의 직류전압Vdc의 파형, 및 경부하 시의 직류전압 Vdc의 파형을 나타낸 도면이다.
도 11은, 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
도 12는, 전원 위상 동기처리를 설명하는 플로우차트이다.
도 13은, 전원 위상 동기처리를 설명하는 플로우차트이다.
도 14는, 전류 제어처리를 설명하는 플로우차트이다.
도 15는, 도 14의 스탭 SP3의 종래의 처리를 설명하는 플로우차트이다.
도 16은, 이 발명에 의한 도 14의 스탭 SP3의 처리의 일례를 설명하는 플로우차트이다.
도 17은, 이 발명에 의한 도 14의 스탭 SP3의 처리의 다른 예를 설명하는 플로우차트이다.
도 18은, 종래의 인버터 회로의 구성의 일례를 나타낸 전기 회로도이다.
도 19는, 도 18의 인버터 회로에 대한 직류전압 파형 및 전원 전류 파형을 나타낸 도면이다.
도 20은, 종래의 인버터 회로의 구성의 다른 예를 나타낸 전기 회로도이다.
도 21은, 종래의 콘덴서리스 인버터 회로의 구성을 나타낸 전기 회로도이다.
도 22는, 콘덴서리스 인버터 회로의 제어 원리를 설명하는 도면이다.
도 23은, 종래의 콘덴서리스 인버터 회로를 제어하는 인버터 제어장치의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 24는, 콘덴서리스 인버터 회로의 직류부 전압과 콘덴서에 흐르는 전원의 2배 주파성분을 나타낸 도면이다.
도 25는, 콘덴서리스 인버터 회로 제어시의 전원 전류를 나타낸 도면이다.
청구항 1의 인버터 제어방법은, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 제어를 행하는 방법이다.
청구항 2의 인버터 제어방법은, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 모터를 제어하는 방법이다.
청구항 3의 인버터 제어방법은, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여, 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류(分電流)를 억제하는 방법이다.
청구항 4의 인버터 제어장치는, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 재재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하는 억제수단을 포함하는 것이다.
청구항 5의 인버터 제어장치는, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 제어를 행하는 제어수단을 포함하는 것이다.
청구항 6의 인버터 제어장치는, 상기 제어수단으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 모터를 제어하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 7의 인버터 제어장치는, 상기 제어수단으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류를 제어하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 8의 인버터 제어장치는, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터로 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 콘덴서 전류를 연산하는 콘덴서 전류 연산수단과, 얻어진 콘덴서 전류를 토크분전류에서 감산함으로써 토크분전류를 보정하는 토크분전류 보정수단을 포함하는 것이다.
청구항 9의 인버터 제어장치는, 상기 콘덴서 전류 연산수단으로서, 전원 전류의 조파 분석 연산을 행하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 10의 인버터 제어장치는, 상기 조파 분석의 결과로서, 전원의 2배 주파수 성분을 채용하는 것이다.
청구항 11의 인버터 제어장치는, 상기 콘덴서 전류 연산수단으로서, 기억한 패턴에 근거하여 콘덴서 전류를 출력하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 12의 인버터 제어장치는, 기억한 인버터에 근거하여 출력되는 콘덴서 전류를 직류전압 검출값에 근거하여 보정하는 보정수단을 추가로 포함하는 것이다.
청구항 13의 인버터 제어장치는, 상기 제어수단으로서, 토크분전류의 위상을 지연 위상(quadrature phase)으로 설정하는 위상 설정수단을 포함하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 1의 인버터 제어방법이면, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 제어를 행하는 것이므로, 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다.
청구항 2의 인버터 제어방법이면, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 모터를 제어하는 것이므로, 모터의 토크 제어, 모터의 속도 제어 등을 행함으로써 청구항 1과 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청수항 3의 인버터 제어방법이면, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 콘덴서에 유입되는 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류를 제어하는 것이므로, 토크 또는 토크분전류를 제어함으로써 청구항 1과 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 4의 인버터 제어장치이면, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 억제수단에 의해 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 유입되는 전류를 억제할 수 있다.
따라서, 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다.
청구항 5의 인버터 제어장치이면, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고,단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 제어수단에 의해 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 유입되는 전류를 억제하도록 제어를 행할 수 있다.
따라서, 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다.
청구항 6의 인버터 제어장치이면, 상기 제어수단으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 유입되는 전류를 억제하도록 모터를 제어하는 것을 채용하는 것이므로, 모터의 토크 제어, 모터의 속도 제어 등을 행함으로써 청구항 5와 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 7의 인버터 제어장치이면, 상기 제어수단으로서, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 유입되는 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류를 제어하는 것을 채용하는 것이므로, 토크 또는 토크분전류를 제어함으로써 청구항 5와 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 8의 인버터 제어장치이면, 단상 정류회로와 3상 인버터를 포함하고, 단상 정류회로의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서의 용량을 설정하고, 3상 인버터의 출력전압 또는 출력전류를 모터에 공급하도록 3상 인버터를 제어하는 것으로서, 콘덴서 전류 연산수단에 의해, 전원으로부터 단상 정류회로를 개재하여 유입되는 콘덴서 전류를 연산하고, 토크분전류 보정수단에 의해, 얻어진 콘덴서 전류를 토크분전류에서 감산하여 토크분전류를 보정할 수 있다.
따라서, 콘덴서 전류를 제거하여 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다.
청구항 9의 인버터 제어장치이면, 상기 콘덴서 전류 연산수단으로서, 전원 전류의 조파 분석 연산을 행하는 것을 채용하는 것이므로, 청구항 8과 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 10의 인버터 제어장치이면, 상기 조파 분석의 결과로서, 전원의 2배 주파수의 성분을 채용하는 것이므로, 연산 부하를 저감할 수 있는 외에, 청구항 9와 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 11의 인버터 제어장치이면, 상기 콘덴서 전류 연산수단으로서, 기억한 패턴에 근거하여 콘덴서 전류를 출력하는 것을 채용하는 것이므로, 연산 부하를 저감할 수 있는 외에, 청구항 8과 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 12의 인버터 제어장치이면, 기억한 패턴에 근거하여 출력되는 콘덴서 전류를 직류전압 검출값에 근거하여 보정하는 보정수단을 추가로 포함하는 것이므로, 콘덴서 전류를 정밀도 높게 연산할 수 있는 외에, 청구항 11과 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 13의 인버터 제어장치이면, 상기 제어수단으로서, 토크분전류의 위상을 지연 위상으로 설정하는 위상 설정수단을 포함하는 것을 채용하는 것이므로, 간단히 콘덴서 전류의 보상을 행할 수 있는 외에, 청구항 7과 동일한 작용을 달성할 수 있다.
이하, 첨부 도면을 참조하여, 이 발명의 인버터 제어방법 및 그 장치의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 이 발명의 인버터 제어장치를 포함하는 제어 시스템을 개략적으로 나타낸 도면이다.
이 제어 시스템은, 교류전원(1)을 입력으로 하는 다이오드 전파(全波) 정류회로(단상 정류회로)(2)와, 다이오드 전파 정류회로(2)의 출력 단자간에 접속된 소용량 콘덴서(가령, 필름 콘덴서)(3)와, 다이오드 전파 정류회로(2)의 출력전압을 입력으로 하는 인버터(3상 인버터)(4)와, 인버터(4)의 출력이 고정자(固定子) 권선(5a)에 공급되는 IPM모터(5)와, IPM모터(5)의 회전자(5b)의 회전 위치(자극 위치)를 검출하는 위치 검출부(5c)와, 모터 전류를 검출하는 모터 전류 검출부(5d)와, 다이오드 전파 정류회로(2)의 입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부(2a)와, 다이오드 전파 정류회로(2)의 전원 전류를 검출하는 전원 전류 검출부(2b)와, 다이오드 전파 정류회로(2)의 출력측에 대한 전압을 검출하는 직류전압 검출부(2c)와, 입력 전압의 제록스를 검출하는 제록스 검출부(2d)와, 위치 검출신호, 모터 전류, 제록스 검출신호, 전원 전류, 직류전압, 및 외부로부터 주어지는 속도 지령 ω＊ 또는 q축 전류 진폭 지령 Iqm＊을 입력으로 하여 소정의 제어연산을 행해 제어 신호를 출력하는 제어 마이컴(6)과, 제어 신호를 입력하여 스위칭 신호를 출력하고, 인버터(4)의 각 스위칭 트랜지스터에 공급하는 베이스 구동회로(6a)를 갖고 있다.
우선, 도 1의 제어 시스템의 콘덴서(3)의 용량을 0으로 설정한 경우의 제어법을 생각한다.
도 1에서의 모터 효율을 ηM, 주회로 효율(정류회로와 인버터의 효율)을 ηINV라 하면, 인버터 순시 입력 P1과 모터 순시 출력 pm사이에 (6)식의 관계가 성립한다.
또, 모터 순시 출력 pm은 모터 속도 ωm, 토크 τm에 의해 (7)식으로 나타낼 수 있다.
인버터 순시입력 p1은 역률을 100%라 가정하면 전원전압 v1, 전원 전류i1에 의해 (8)식으로 나타낼 수 있다.
여기에서, t는 시간, ω1은 전원각 주파수, V1, I1은 각각 전원전압과 전류의 실효값이다.
여기에서, 모터 효율 ηM, 주회로 효율ηINV는 인버터의 파형 제어법이나 모토출력에 따라서 변화하지만, 각 작동점에서는 일정하며, 이하의 논의에서 식을 간소화하기 위하여, 각각의 값을 100%라 가정한다. 또, 모터 회전수ωm를 일정하게 하면, (6)식으로부터 (8)식에 의해, (9)식에 근거하여 모터 토크를 전원 주파수의 2배로 변동하도록 제어할 수 있다면, 인버터 전원 전류는 정현파(왜곡이 없는 파형)로, 역률 100%의 제어를 달성할 수 있다.
여기에서, θ1=ω1·t
또, (9)식에 근거하여 모터의 토크 제어를 행하면, 전원 주파수의 2배 주파의 토크 리플에 따른 속도 리플이 발생하지만, 관성(inertia) 효과에 의해 그 크기는 고속 회전시에는 무시할 수 있을 정도로 작아진다.
예로서, 소형 공기 조화기용으로 사용되고 있는 압축기 메카니즘과 모터의 관성 모멘트: 0.5×10-3kgm2에 대하여 전원 주파수 50Hz의 경우로 시험계산해 보면, 평균 토크 2Nm(즉, 토크 리플 진폭 Tm/2=2Nm)에 있어서 속도 리플의 진폭은 1rps가 된다. 모터 회전수를 60rps로 제어한 경우의 속도 리플은 약 1.6%정도였다. 이것에 의해, 속도는 일정하다고 가정할 수 있음을 확인하였다.
한편, 콘덴서의 용량이 0이 아닌 경우에 대해서는, (9)식과 같이 제어하는 것만으로는 (5)식에서 주어지는 콘덴서 전류ic에 의한 전원 전류의 왜곡이 발생한다.
이 문제를 해소시키기 위해서는, (9)식에 의해 제어를 행하는 경우에는 콘덴서 전류ic를 제거하기 위한 필터를 입력측에 설치하면 된다. 이 경우에는, 콘덴서 전류ic를 제거(제어)하도록, 필터에 의해 결과적으로 제한된다.
또, 전원 전류의 왜곡을 제어에 의해 해소하는 경우에는, 전원 전류에 중첩된 콘덴서 전류ic를 억제하도록, 모터 토크 또는 모터 속도를 제어하면 된다.
그리고 제어의 구성 방식으로서는,
a) (9)식의 토크 발생 시에, 콘덴서 용량이 0인 경우에 흐르는 이상적인 전원전류i1'를 (6)식으로부터 (8)식에 의해 산출하고, 이 산출 결과에 전원 전류i1의 검출값이 추종하도록 피드백(feedback) 제어하는 방식, 및
b) 콘덴서 전류ic와 역상이 되게끔 전류가 흐르도록 토크τc또는 토크분전류를 설정하고, 피드포워드(feedforward) 제어하는 방식을 생각할 수 있다.
이하, 토크를 제어하는 경우의 실시예에 근거하여 상세히 설명한다.
도 2는 이 발명의 인버터 제어장치의 일실시예의 요부를 나타낸 블록도이다. 또, 이 인버터 제어장치는 피드백 제어를 행하기 위한 것이다.
이 인버터 제어장치는, 종래의 콘덴서리스 인버터를 제어하기 위해 임시 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 출력하는 종래 콘덴서리스 인버터 제어부(11)와, 토크 τm, 모터 회전수 ωm, 전원전압 v1, 계수 η를 입력으로 하여 (10)식의 연산을 행해 전원 전류i1를 산출하고, 전원 전류 지령값 i1＊으로 출력하는 i1＊연산부(12)와, 전원 전류 지령값 i1＊과 실제전류i1을 입력으로 하여, 양자의 편차가 0이 되는 연산(가령, PI연산)을 행하여 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 출력하는 피드백 연산부(13)와, 종래 콘덴서리스 인버터 제어부(11)로부터의 임시 토크 지령 또는 토크분전류 지령으로부터 피드백 연산부(13)가 출력하는 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 감산하여 최종적인 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 얻는 감산부(14)를 갖고 있다.
상기 구성의 인버터 제어장치의 작용은 다음과 같다.
(9)식의 토크가 되게끔 제어를 행한 경우의 전원 전류i1는, (6)식으로부터 (8)식을 이용해서, (10)식이 된다. 그리고, 이것을 전원 전류의 지령값 i1＊으로 하고, 이것과 실제전류i1의 편차가 0이 되게끔 제어(가령 PI제어)를 행해 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 얻어, 이것을 이용해서 임시 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 보정함으로써, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류를 제어할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
또, (10)식에서, 계수η는 주회로 효율이나 모터 효율, 역률을 고려하기 위한 정수이며, 왜곡을 완전히 제거하기 위해서는, 부하 토크나 회전수에 응답해서 변화시켜도 좋지만, 제어연산처리를 간단하게 하기 위해서, 가령 응용기기의 운전조건을 가미해서, 대표적인 부하 조건에 대한 값으로 대표시킬 수 있다.
도 3은 이 발명의 인버터 제어장치의 다른 실시예를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치는, 속도 지령 ωm＊과 모터 실제속도 ωm의 편차를 입력으로 하여 PI연산(비례·적분 연산)을 행해 값│iq＊│을 출력하는 PI연산부(21)와, 전원전압V1)을 입력하고, 이것에 동기한 신호 sin2θ 1을 출력하는 sin2θ 1발생부(22)와, 신호 sin2θ 1과 값│iq＊│의 적(積)을 얻어, q축 전류 지령 iq＊으로서 출력하는 승산기(23)와, 직류전압Vdc, q축 전류iq, 모터 실제속도ωm를 입력으로 하여 (2)식의 연산을 행해, d축 전류 지령 id＊을 출력하는 id＊연산부(24)와, dq축 전류 지령 id＊, iq＊과 dq축 실제전류id, iq과의 편차를 입력으로 하여 PI연산을 행해 제 1dq축 전압지령vd＊', vq＊'을 출력하는 d축용, q축용의 PI연산부(25, 26)와, 제 1dq축 전압지령 vd＊', vq＊'을 입력으로 하여 (3)식의 연산을 행해 제 2dq축 전압지령vd＊, vq＊을 출력하는 비간섭 제어부(27)를 갖고 있다. 또, 상기의 구성은 종래의 인버터 제어장치의 구성과 동일하다.
그리고, 평균 토크 Tm, 직류전압의 최대값 Vmax, 계수 η를 입력으로 하여 (10)식의 연산을 행해, 전원 전류 지령값 i1＊을 출력하는 i1지령 연산부(28)와, 전원 전류 지령값 i1＊을 실제전류i1에서 감산하는 감산부(29)와, 감산부(29)의 출력을 입력으로 하여 P연산을 행해 보정용의 q축 전류를 출력하는 P연산부(20)를 갖고 있다. 또, q축 전류 지령 iq＊과 q축 실제전류iq와의 편차로부터, 보정용의 q축 전류를 감산하여 PI연산부(26)에 공급하도록 하고 있다.
따라서, 이 인버터 제어장치를 채용한 경우에도, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 억제할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
도 4는 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다. 또, 이 인버터 제어장치는, 피드포워드 제어를 행하기 위한 것이다.
이 인버터 제어장치는, 종래의 콘덴서리스 인버터를 제어하기 위해 임시 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 출력하는 종래 콘덴서리스 인버터 제어부(11)와,전원 전류i1또는 직류전압 vdc을 입력으로 하여 콘덴서 전류ic를 연산하는 콘덴서 전류 연산부(31)와, 콘덴서 전류ic, 계수η, 전원전압 V1, 및 모터 회전수 ωm을 입력으로 하여, 콘덴서 전류ic를 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령으로 환산하는 환산부(32)와, 종래 콘덴서리스 인버터 제어부(11)로부터의 임시 토크 지령 또는 토크분전류 지령으로부터 환산부(32)가 출력하는 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 감산해서 최종적인 토크 지령 또는 토크분전류 지령을 얻는 감산부(33)를 갖고 있다.
제 4도의 인버터 제어장치의 작용은 다음과 같다.
피드포워드 제어를 행하는 경우에는, (9)식을 (11)식으로 바꾸어 쓰고, 콘덴서 전류ic와는 역상이 되게끔 토크 τc를 토크 지령에 중첩하면 된다.
이 때, 토크τc는 (6)식으로부터 (8)식에 의해 (12)식으로 하면 된다.
더욱 상세히 설명하면, 콘덴서 용량이 0이 아닌 경우의 전원 전류i1은 (13)식으로 나타낼 수 있다.
i1= i1' + ic＊sign(v1)
여기에서, i1'은 콘덴서 용량이 0인 경우의 전원 전류이며, (10)식에서 주어진다. 또, sign(v1)은 부호를 되돌리는 함수이다.
(13)식을 (8)식에 대입해서 얻어진 결과 중에서, 콘덴서 전류ic를 포함하는 전력항에 대해서, 이것을 제거하는 토크는 (6)식과 (7)식의 관계로부터 (12)식이 된다.
여기에서, 계수 η는 주회로 효율이나 모토 효율, 역률을 고려하기 위한 정수이며, 왜곡을 완전히 제거하기 위해서는, 부하 토크나 회전수에 응답해서 변화시켜도 되지만, 제어연산처리를 간단하게 하기 위해서, 가령 응용기기의 운전조건을 가미해서, 대표적인 부하 조건에 대한 값으로 대표시킬 수 있다.
다음에, 전류 제어에 의해 토크를 제어하는 경우에 대하여, 논문 2에서 제시된 IPM모터를 예로 나타낸다. IPM모터의 토크 τm은, (14)식으로 나타낼 수 있다.
(14)식에서의 (Ld-Lq)·id항은 d축 전류에 의해 변화하지만, 간단하게 하기 위해서 d축 전류의 변화폭이 작고, 토크는 q축 전류에 비례한다고 가정하면, (9)식과 (14)식으로부터는 종래 제어에서 보여지던 q축 전류 지령 iq＊{(15)식 참조}이얻어진다.
한편, 이에 대하여 도 4의 인버터 제어장치는, (11)식으로부터 (14)식을 이용하여 얻어지는 (16)식에 의해 q축 전류 지령 iq＊을 산출하였다.
(16)식에서, 제 2항이 콘덴서 전류를 보상하기 위한 토크분전류이다. 또, Id0는 전원 파형의 1/2∼10주기 정도의 d축 전류의 이동 평균값이다.
따라서, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 억제할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
또, 도 4에서는 전원 전류i1또는 직류전압 vdc의 검출값으로부터 콘덴서 전류ic를 산출하는 구성을 채용하고 있지만, 콘덴서 전류ic를 직접 검출하도록 전류 센서를 설치하여, 그 검출값을 직접 환산부(32)에 공급해도 된다.
도 5는 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치가 도 3의 인버터 제어장치와 다른 점은, i1지령 연산부(28), 감산부(29), 및 P연산부(20) 대신에, 전원 전류i1또는 직류전압 vdc을입력으로 하여 콘덴서 전류ic를 연산하는 콘덴서 전류 연산부(31)와, 콘덴서 전류ic, 전류 전압 v1, 및 모터 회전수 ωm을 입력으로 하여, 콘덴서 전류ic를 보정용의 토크 지령 또는 토크분전류 지령으로 환산하는 콘덴서 전류 보상 연산부(32')를 채용한 점뿐이다.
따라서, 이 인버터 제어장치에 있어서도, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 억제할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
도 6은 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치는, FFT(조파 분석) 연산부(31a) 및 파형 발생부(31b)에서 도 5의 콘덴서 전파 연산부(31)를 구성하고 있다.
상기 FFT 연산부(31a)는, 절대값 연산부(31f)에 의해 산출된 전원 전류의 절대값│i1│ 및 전원전압의 절대값 위상 θ2(=2·θ1){또 θ2는 도 25와 같이 전원전압의 절대값│v1│의 피크점을 0위상으로 하고 있다}를 입력으로 하여 FFT연산을 행하고, 콘덴서 전류ic에 대응하는 -sinθ2와 동일위상인 고조파 ich1, ich2, …의 진폭 성분 │ich1│, │ich2│,…을 출력한다. 상기 파형 발생부(31b)는, 고조파 ich1, ich2, …의 진폭 성분│ich1│, │ich2│,…와 전원전압의 절대값 위상 θ2를 입력으로 하여 (17)식에 의해 콘덴서 전류ic를 발생한다.
따라서, 이 인버터 제어장치를 채용하면, 콘덴서 전류ic를 정확하게 산출할 수 있고, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 억제할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
도 7은 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치가 도 6의 인버터 제어장치와 다른 점은, 파형 발생부(31b) 대신에 전원의 2배 주파수의 고조파 ich1의 진폭 성분 │ich1│ 및 전원전압의 절대값 위상 2·θ1만을 입력으로 하여 콘덴서 전류ic를 발생하는 파형 발생부(31c)를 채용한 점뿐이다. 물론, FFT 연산부(31a)로서 전원의 2배 주파수의 성분만을 출력하는 것을 채용할 수 있다.
(4)식에서 알 수 있는 바와 같이, 직류전압 vdc의 고조파 진폭은 조파 차수(n)의 증가에 따라서 감소하는 것이기 때문에, 도 7에 나타낸 바와 같이 FFT를 적용하는 차수를 전원의 2배 주파수만으로 해도 상당히 높은 정밀도로 콘덴서 전류ic를 발생할 수 있다. 따라서, 이 인버터 제어장치를 채용하면 연산 부하를 큰폭으로 저감해서 콘덴서 전류ic를 상당히 정확하게 산출할 수 있고, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 제어할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
도 8은 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치가 도 6의 인버터 제어장치와 다른 점은, FFT 연산부(31a) 및 파형 발생부(31b) 대신에, 콘덴서 전류 패턴 기억부(31d)를 채용한 점뿐이다.
상기 콘덴서 전류 패턴 기억부(31d)는, (5)식에서 콘덴서 전류ic를 미리 연산하여 기억하고, 전원전압의 절대값 위상 2·θ1에 의해 룩업(lookup)하는 것이다.
따라서, 연산 부하를 극소화해서 콘덴서 전류ic를 정확히 산출할 수 있고, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 억제할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
도 9는 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치가 도 8의 인버터 제어장치와 다른 점은, 콘덴서 전류 패턴 기억부(31d)로부터 출력되는 콘덴서 전류ic' 및 직류전압 vdc의 최대값 vmax와 최소값 vmin의 차를 입력으로 하여 (18)식의 연산을 행해 콘덴서 전류를 보정하는 콘덴서 전류 보정부(31e)를 추가로 포함하는 점뿐이다.
이 구성의 인버터 제어장치의 작용을, 도 10을 참조하여 설명한다.
도 10의 (A)는 계자 제어에서 직류전압 vdc의 최소값을 vmin으로 설정한 경우의 직류전압 vdc의 파형을, 도 10의 (B)는 경부하 시의 직류전압 vdc의 파형을 각각 나타내고 있다.
즉, 도 10에서 알 수 있는 바와 같이, 부하나 제어 상태에 의해 직류전압Vdc의 조파 성분의 진폭이 변화한다.
그리고, 도 9의 인버터 제어장치에 있어서는, 콘덴서 전류 보정부(31e)에 의해 (18)식의 연산을 행해 콘덴서 전류를 보정하는 것이므로, 부하나 제어 조건에 상관없이 콘덴서 전류를 정밀도 높고, 또한 간단한 연산으로 얻을 수 있고, 콘덴서 전류를 억제하도록 토크분전류를 억제할 수 있으며, 나아가서는 전원 전류의 왜곡을 저감할 수 있다.
도 11은 이 발명의 인버터 제어장치의 또 다른 실시예의 요부를 나타낸 블록도이다.
이 인버터 제어장치가 도 3, 도 5의 인버터 제어장치와 다른 점은, 전원전압의 위상θ1으로부터 보정용의 위상(q축 전류 위상 지령)θ을 감산해서 보정 후의 위상θ를 얻어 sin2θ 발생부(22)에 공급하는 감산부(22a)를 추가로 포함하는 점뿐이다.
이 구성의 인버터 제어장치의 작용은 다음과 같다.
θ가 작은 경우에는, cosθ는 1, sinθ는 θ로, 각각 근사할 수 있으므로,(19)식의 관계를 얻는다.
(19)식의 제 2항은 ξ를 지연 위상 즉, 음으로 설정하면 콘덴서 전류ic와 역상이 되며, 그 진폭은 q축 전류 위상 지령의 크기 │ξ│에 의해 제어할 수 있다.
따라서, 도 11의 구성을 채용함으로써, 보다 간편하게 콘덴서 전류ic의 보상을 행할 수 있다.
도 12로부터 도 17은 제어 마이컴(6)에 대한 처리를 설명하는 플로우차트이다.
도 12는 전원 위상 동기처리를 설명하는 플로우차트로, 전원전압의 개시(입력 전압의 제록스 검출신호의 개시)에 응답하여 처리가 개시되고, 스텝 SP1에서 위상각 θ1(j)을 0으로 세트해서, 그대로 원래의 처리로 돌아간다. 또, 여기에서 그리고 이하에 있어서, 첨자(j)는 샘플점을 식별하는 것이다.
도 13은 전원 위상 발생 처리를 설명하는 플로우차트로, 소정의 인터럽트 주기 Ts로 기동되고, 스탭 SP1에서 위상각 θ1(k-1)을 입력하고, 스탭 SP2에서 θ1(k)=θ1(k-1)+△θ의 연산을 행해 현재의 위상각 θ1(k)을 발생하고, 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
또, 상기 정수△θ는 가령 다음과 같이 설정한다.
전원 주파수 f1=50Hz의 경우, sin연산처리상, θ1=3600을 전원 위상 360°로 하고, 인터럽트 주기 Ts를 200㎲로 하면, △θ(=θ1, f1, Ts)는 36이 된다.
도 14는 전류 제어처리를 설명하는 플로우차트로, 소정의 인터럽트 주기(Ts)마다 행해진다.
스탭 SP1에서, 회전 위상 신호θm(n), 회전속도ωm(n), 직류전압Vdc(n), 모터 전류iu(n), iv(n), iw(n)를 입력하고(또, n은 처리마다 인크리먼트(increment)되는 정수이다), 스탭 SP2에서, 3상→dq좌표 변환 연산처리를 행하여 dq축 전류id(n), iq(n)을 산출하고, 스탭 SP3에서, dq축 지령 전류 연산처리를 행하고, 스탭 SP4에서 dq축 전류 지령 Id(n)＊, iq(n)＊를 입력하고, 스탭 SP5에서 εd(n)=id(n)＊-id(n), εq(n)=iq(n)＊-iq(n)의 연산을 행해 dq축 전류 편차 εd(n), εq(n)을 산출하고, 스탭 SP6에서, vd'(n)=Kpd·εd(n)+Kid·∑εd(n), vq'(n)=Kpq·εq(n)+Kiq·∑εq(n)의 연산을 행해 dq축 전압을 PI연산하고, 스탭 SP7에서, 비간섭 제어연산[vd(n)=vd'(n)-Lq·iq(n)·n·ωm, 및 vq(n)=vq'(n)+{λa+Ld·id(n)}·n·ωm을 행하여 dq축 전압지령vd(n), vq(n)을 산출하고, 스탭 SP8에서, d→q→3상 좌표 변환 연산처리를 행하고 각 상(相)전압지령 vu(n)＊, vv(n)＊, vw(n)＊을 산출하고, 스탭 SP9에서, (20)식의 연산을 행해 각 상(相)펄스폭 τu(n+1),τv(n+1), τw(n+1)를 산출하고, PWM타이머에 기억하고, 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
이어서, 도 14의 스탭 SP3의 처리를 설명한다.
도 15는 도 14의 스탭 SP3의 종래의 처리를 설명하는 플로우차트이다.
스탭 SP1에서, 전원 위상 θ1(n), 및 q축 전류 평균값 지령│iq(n)＊│을 입력하고, 스탭 SP2에서, iq(n)＊=│iq(n)＊│·sin2θ 1(n)의 연산을 행해 q축 전류 지령iq(n)＊를 산출하고, 스탭 SP3에서, id(n)＊=-λa/Ld+(1/Ld) [vdc/n/ωm(n)}2-{Lq·iq(n)}2]1/2의 연산을 행해 d축 전류 지령 id(n)＊를 산출하고, 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
따라서, 콘덴서 전류의 보상을 행할 수 없다.
도 16은 이 발명에 의한 도 14의 스탭 SP3의 처리의 일례를 설명하는 플로우차트이다.
스탭 SP1에서, 전원 위상θ1(n), q축 전류 평균값 지령│iq(n)＊│, 및 콘덴서 전류ic(n)를 입력하고, 스탭 SP2에서, iq(n)＊=│iq(n)＊│·sin2θ1(n)-ic의 연산을 행해 q축 전류 지령 iq(n)＊를 산출하고, 스탭 SP3에서, id(n)＊=-λa/Ld+(1/Ld)[{vdc/n/ωm(n)}2-{Lq·iq(n)}2]1/2의 연산을 행해 d축 전류 지령id(n)＊를 산출하고, 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
따라서, 콘덴서 전류의 보상을 행할 수 있다.
도 17은 이 발명에 의한 도 14의 스탭 SP3의 처리의 다른 예를 설명하는 플로우차트이다.
스탭 SP1에서, 전원 위상θ1(n), q축 전류 위상 지령ξ(n), 및 q축 전류 평균값 지령│iq(n)＊│를 입력하고, 스탭 SP2에서, iq(n)＊=│iq(n)＊│·sin2θ 1(n)-ξ(n)의 연산을 행해 q축 전류 지령iq(n)＊를 산출하고, 스탭 SP3에서, id(n)＊=-λa/Ld+(1/Ld) [{vdc/n/ωm(n)}2-{Lq·iq(n)}2]1/2연산을 행해 d축 전류 지령id(n)＊를 산출하고, 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
따라서, 보다 간편하게 콘덴서 전류의 보상을 행할 수 있다.
청구항 1의 발명은, 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다고 하는 특유의 효과를 갖는다.
청구항 2의 발명은, 모터의 토크 제어, 모터의 속도 제어 등을 행함으로써 청구항 1과 동일한 효과를 갖는다.
청구항 3의 발명은, 토크 또는 토크분전류를 제어함으로써 청구항 1과 동일한 효과를 갖는다.
청구항 4의 발명은, 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다고 하는 특유의 효과를 갖는다.
청구항 5의 발명은, 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다고 하는 특유의 효과를 갖는다.
청구항 6의 발명은, 모터의 토크 제어, 모터의 속도 제어 등을 행함으로써 청구항 5와 동일한 효과를 갖는다.
청구항 7의 발명은, 토크 또는 토크분전류를 제어함으로써 청구항 5와 동일한 효과를 갖는다.
청구항 8의 발명은, 콘덴서 전류를 제거하여 전원 전류의 고조파를 적게 할 수 있다고 하는 특유의 효과를 갖는다.
청구항 9의 발명은, 청구항 8과 동일한 효과를 갖는다.
청구항 10의 발명은, 연산 부하를 저감할 수 있는 외에, 청구항 9와 동일한 효과를 갖는다.
청구항 11의 발명은, 연산 부하를 저감할 수 있는 외에, 청구항 8과 동일한 효과를 갖는다.
청구항 12의 발명은, 콘덴서 전류를 정밀도 높게 연산할 수 있는 외에, 청구항 11과 동일한 효과를 갖는다.
청구항 13의 발명은, 간단히 콘덴서 전류의 보상을 행할 수 있는 외에, 청구항 7과 동일한 효과를 갖는다.

Claims (13)

  1. 단상 정류회로(2)와 3상 인버터(4)를 포함하고, 단상 정류회로(2)의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로(2)의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서(3)의 용량을 설정하고, 3상 인버터(4)의 출력전압 또는 출력전류를 모터(5)에 공급하도록 3상 인버터(4)를 제어하는 방법으로서,
    전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하도록 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어방법.
  2. 제 1항에 있어서, 전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하도록 모터(5)를 제어하는 인버터 제어방법.
  3. 제 1항에 있어서, 전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류를 제어하는 인버터 제어방법.
  4. 단상 정류회로(2)와 3상 인버터(4)를 포함하고, 단상 정류회로(2)의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로(2)의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서(3)의 용량을 설정하고, 3상 인버터(4)의 출력전압 또는 출력전류를 모터(5)에 공급하도록 3상 인버터(4)를 제어하는 장치로서,
    전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하는 억제수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
  5. 단상 정류회로(2)와 3상 인버터(4)를 포함하고, 단상 정류회로(2)의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로(2)의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서(3)의 용량을 설정하고, 3상 인버터(4)의 출력전압 또는 출력전류를 모터(5)에 공급하도록 3상 인버터(4)를 제어하는 장치로서,
    전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하는 제어수단(12) (13) (14) (20) (22a) (28) (29) (31) (31a) (31b) (31c) (31d) (31e) (32) (32') (33)을 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 제어수단(12) (13) (14) (20) (22a) (28) (29) (31) (31a) (31b) (31c) (31d) (31e) (32) (32') (33)은, 전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하도록 모터(5)를 제어하는 것인 인버터 제어장치.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 제어수단(12) (13) (14) (20) (22a) (28) (29) (31) (31a) (31b) (31c) (31d) (31e) (32) (32') (33)은, 전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 전류를 억제하도록 토크 또는 토크분전류를 제어하는 것인 인버터 제어장치.
  8. 단상 정류회로(2)와 3상 인버터(4)를 포함하고, 단상 정류회로(2)의 출력전압이 전원 주파수의 2배 주파로 크게 맥동하도록, 단상 정류회로(2)의 출력 단자간에 접속되는 콘덴서(3)의 용량을 설정하고, 3상 인버터(4)의 출력전압 또는 출력전류를 모터(5)에 공급하도록 3상 인버터(4)를 제어하는 장치로서,
    전원으로부터 단상 정류회로(2)를 개재하여 콘덴서(3)에 유입되는 콘덴서 전류를 연산하는 콘덴서 전류 연산수단(31) (31a) (31b) (31c) (31d)과,
    얻어진 콘덴서 전류를 토크분전류에서 감산함으로써 토크분전류를 보정하는 토크분전류 보정수단(32) (32') (33)을 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어장치.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 콘덴서 전류 연산수단(31a)은, 전원 전류의 조파 분석 연산을 행하는 것인 인버터 제어장치.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 조파 분석의 결과로서, 전원의 2배 주파수의 성분을 채용하는 인버터 제어장치.
  11. 제 8항에 있어서, 상기 콘덴서 전류 연산수단(31d)은, 기억한 패턴에 근거하여 콘덴서 전류를 출력하는 것인 인버터 제어장치.
  12. 제 11항에 있어서, 기억한 패턴에 근거하여 출력되는 콘덴서 전류를 직류전압 검출값에 근거하여 보정하는 보정수단(31e)을 추가로 포함하는 인버터 제어장치.
  13. 제 7항에 있어서, 상기 제어수단(22a)은, 토크분전류의 위상을 지연 위상으로 설정하는 위상 설정수단(22a)을 포함하는 인버터 제어장치.
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