JP4760001B2 - 多相電流供給回路、駆動装置、圧縮機、及び空気調和機 - Google Patents

Description

この発明はインバータ技術に関する。

図１１は従来の多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。電源系統１は、単相、あるいは三相などの複数相の交流電源１３を有し、ＡＣ−ＤＣコンバータ（以下単に「コンバータ」と称す）２に交流電圧Ｖ_ｉｎを与える。但し電源系統１に寄生するインダクタンスは、交流電源１３と直列に接続されるインダクタ１２として示している。

コンバータ２とインバータ４の間には介在回路３が介在しており、コンバータ２の出力は介在回路３に供給される。介在回路３はコンデンサ３１を備えており、コンバータ２の出力はコンデンサ３１の両端に与えられる。コンデンサ３１の容量値Ｃは小さく、例えば２０μＦに選定される。コンデンサ３１は、その容量値Ｃを小さくすることにより、小型化することができる。

コンデンサ３１の両端電圧たる整流電圧ｖ_ｄｃはインバータ４に入力する。インバータ４では、制御回路６から得られるスイッチング信号Ｔ_ｕ，Ｔ_ｖ，Ｔ_ｗに基づき、そのスイッチング素子たるトランジスタのスイッチングが行われる。これにより、モータ５には三相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが供給される。

制御回路６には交流電圧Ｖ_ｉｎの位相θ_１と、整流電圧ｖ_ｄｃと、電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及びモータ５の回転子の回転位置角θ_ｍが与えられる。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。そしてこれらに基づいて、制御回路６はスイッチング信号Ｔ_ｕ，Ｔ_ｖ，Ｔ_ｗを生成する。

コンデンサ３１の容量値Ｃを著しく小さくし、スイッチング信号Ｔ_ｕ，Ｔ_ｖ，Ｔ_ｗを上記諸量に基づいて適切に制御し、ＡＣ−ＡＣ変換を行う技術が公知である。かかるスイッチング制御をここではコンデンサレスインバータ制御と称する。コンデンサレスインバータ制御は、介在回路３を平滑回路３０１，３０２（それぞれ図１２及び図１３に示す）に置換した通常の回路と比較して、コンデンサ及びインバータを含む回路の全体を小型化し、コストダウンを招来できる。平滑回路３０１では平滑用大容量コンデンサＣＣ及び力率改善用リアクトルＬＬを採用しているが、コンデンサレスインバータ制御によれば、かかる力率改善用リアクトルＬＬを用いなくても電源側の力率低下を抑制できる。また単相電源の場合は電源高調波を抑制するために、平滑回路３０２では更にダイオードＤＤ及びスイッチング素子たるトランジスタＱＱをも更に設けてチョッパ回路を構成しているが、コンデンサレスインバータ制御によれば、チョッパ回路を用いずに電源高調波を抑制できる。

単相のコンデンサレスインバータ制御は例えば非特許文献１に開示されている。非特許文献１では、単相の交流電源のほぼ２倍の周波数で大きく脈動する整流電圧が、インバータに対して印加される。しかし当該インバータにおけるスイッチングを適切に制御することにより、三相交流電流を出力する。非特許文献１では、単相のコンデンサレスインバータ制御について、コンデンサの両端電圧の最大値が最小値の２倍以上であれば、力率が９７％以上の良好な値になることが示されている。

三相のコンデンサレスインバータ制御は、非特許文献２に開示されている。非特許文献２では、三相交流電源の６倍の周波数で脈動する整流電圧がインバータに対して印加される。しかし、当該インバータにおけるスイッチングを適切に制御することにより三相交流電流を出力する。非特許文献２では三相のコンデンサレスインバータ制御について、コンデンサの両端電圧の最小値が最大値の３^１／２／２倍以下であれば、力率が９５．５％以上の良好な値になることが示されている。

更に、非特許文献３では、三相のアクティブコンバータを有するコンデンサレスインバータ制御が開示されている。非特許文献３では、当該アクティブコンバータのスイッチングを適切に制御することで、コンデンサの両端電圧を一定にし、しかも、電源高調波を抑制できることが示されている。

高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁 伊藤洋一、高橋勲「コンデンサレスＰＷＭインバータ」、昭和６３年電気学会産業応用部門全国大会、第４４５〜４５０頁 伊藤洋一、高橋勲、八星文昭、田中一彦「コンデンサレスＰＷＭインバータ（ＰＷＭ制御法に関する検討）」、平成元年電気学会全国大会、第５−８９〜５−９０頁

上述のようにコンデンサレスインバータ制御が採用される多相電流供給回路の電源系統１において、雷サージが重畳する場合が想定できる。そこで電源系統１に対して避雷の措置を執ることが望ましい。

図１４は図１１に示された多相電流供給回路において、避雷器７が電源系統１とコンバータ２の間に介在している構成を示す回路図である。コンバータ２は避雷器７を介して交流電圧Ｖ_ｉｎを受けることになる。ここで避雷器７は、交流電圧Ｖ_ｉｎに重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段として機能する。

電源系統１において雷サージが重畳した場合にインバータ４が受けるダメージについて考察する。図１５は交流電圧Ｖ_ｉｎの波形１０１及び整流電圧ｖ_ｄｃの波形１１０を示すグラフである。ここでは交流電源１３の一相が（交流電源１３が単相の交流電源である場合にはその出力として）周波数５０Ｈｚ、実効値２７０Ｖの正弦波状電圧を発生し、そのピーク時近傍で幅５０μｓの数千Ｖの雷サージが発生した場合をシミュレーションした。なお、寄生するインダクタ１２のインダクタンスＬ_０は、実際には、地域ごとの配電事情（電力線の長さ、変圧器の漏れインダクタンスの相違）に起因したばらつきがあり得るが、ここでは２３０μＨを採用してシミュレーションした。またコンデンサ３１の容量値Ｃとして２０μＦを採用した。そして避雷器７により交流電圧Ｖ_ｉｎは８００Ｖにクランプされた場合を想定している。簡単のため、インバータ４は（アクティブコンバータを有する場合は当該アクティブコンバータも）待機状態でモータ５には電流が供給されていない状態（ｉ_ｕ＝ｉ_ｖ＝ｉ_ｗ＝０）の場合についてシミュレーションした。

整流電圧ｖ_ｄｃの波形１１０は、雷サージが重畳する直前までは、交流電圧Ｖ_ｉｎの波高値（２^０．５×２７０Ｖ）と一致していたが、重畳した後には２５０Ｖ強で上昇し、波高値が６００Ｖを超えている。ここではモータ５には電流が供給されていない状態（例えばインバータ４が動作待機中）のシミュレーションを示したため、整流電圧ｖ_ｄｃの大きさが保持された波形が示されている。しかしモータ５には電流が供給される場合であっても、この波高値の問題は発生する。

インバータ回路４に使用するトランジスタは、その小型化のため、電源が２００Ｖ系の場合、耐圧が６００Ｖ程度の部品が選定されることも多い。よって図１５に示されたように交流電圧Ｖ_ｉｎに雷サージが重畳すると、たとえ避雷器７によってその値が小さくなっても、インバータ回路４に重篤なダメージが発生する可能性が高い。

かかる現象は、しかし、コンデンサ３１の容量値Ｃが大きい場合には、インバータ回路４に大きなダメージを与えるものではない。図１６は、交流電圧Ｖ_ｉｎの波形１０１及び整流電圧ｖ_ｄｃの波形１１１を示すグラフである。但し図１６のグラフでは、図１５のグラフとは異なり、コンデンサ３１の容量値Ｃとして９００μＦを採用した場合のシミュレーションの結果を示している。この場合、交流電圧Ｖ_ｉｎは８００Ｖにまで上昇しても、整流電圧ｖ_ｄｃは四百数十Ｖ程度にしか上昇していない。

これは容量値Ｃが小さいほど、雷サージによってコンバータ２を介してコンデンサ３１へと流れる充電電流ｉ_ｃが、より高い電圧をコンデンサ３１に発生させるからであると考えられる。換言すれば、上記の利点を有するコンデンサレスインバータ制御を行うためには、雷サージによるコンデンサ３１の電圧上昇を抑制することが要求される。

本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、雷サージが重畳する場合でも、介在回路におけるコンデンサの容量を著しく小さくしてコンデンサレスインバータ制御を行うことが可能な技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１の態様は、交流電圧（Ｖ_ｉｎ）を出力する交流電源（１３）に接続され、前記交流電圧に重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段（７）と、前記波高値抑制手段を介して前記交流電源から前記交流電圧を入力し、前記交流電圧を整流するコンバータ（２）と、前記コンバータの出力を受けるコンデンサ（３１）と、前記コンデンサに並列に接続された第１側路（３３）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖ_ｄｃ）を受け、多相の交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を出力するインバータ（４）とを備える。前記第１側路は抵抗性素子（Ｒ_Ｓ）及び容量性素子（Ｃ_Ｓ）の直列接続を有する。

更に前記第１側路（３３）は前記抵抗性素子（Ｒ_S）及び前記容量性素子（Ｃ_S）に直列に接続されるダイオード（Ｄ_S）を更に有する。前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記コンデンサの高電位側から低電位側に向かう方向と一致する。

この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様は、交流電圧（Ｖ _in ）を出力する交流電源（１３）に接続され、前記交流電圧に重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段（７）と、前記波高値抑制手段を介して前記交流電源から前記交流電圧を入力し、前記交流電圧を整流するコンバータ（２）と、前記コンバータの出力を受けるコンデンサ（３１）と、前記コンデンサに並列に接続された第１側路（３３）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖ _dc ）を受け、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）を出力するインバータ（４）とヲ備える。前記第１側路はダイオード（Ｄ _S ）及び容量性素子（Ｃ _S ）の直列接続を有し、前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記コンデンサの高電位側から低電位側に向かう方向と一致する。前記交流電源（１３）は単相の交流電源であり、前記コンバータ（２）は単相の全波整流用ダイオードブリッジ（２ａ）であり、前記両端電圧の脈動の最大値はその最小値の２倍以上である。

この発明にかかる多相電流供給回路の第３の態様は、交流電圧（Ｖ _in ）を出力する交流電源（１３）に接続され、前記交流電圧に重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段（７）と、前記波高値抑制手段を介して前記交流電源から前記交流電圧を入力し、前記交流電圧を整流するコンバータ（２）と、前記コンバータの出力を受けるコンデンサ（３１）と、前記コンデンサに並列に接続された第１側路（３３）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖ _dc ）を受け、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）を出力するインバータ（４）とヲ備える。前記第１側路はダイオード（Ｄ _S ）及び容量性素子（Ｃ _S ）の直列接続を有し、前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記コンデンサの高電位側から低電位側に向かう方向と一致する。前記コンバータ（２）は三相の全波整流用ダイオードブリッジ（２ｂ）であり、前記両端電圧の脈動の最小値はその最大値の３^1/2／２倍以下である。

この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様は、第１の態様又は第３の態様のいずかであって、前記交流電源（１３）は三相の交流電源であり、前記コンバータ（２）は三相のアクティブコンバータ（２４）を有する。
この発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様は、第１の態様乃至第４の態様のいずれかであって、前記コンデンサ（３１）及び前記第１側路（３３；３４）の並列接続に対して直列に接続されるインダクタ（２１，２２，２３；３２）を更に備える。

この発明にかかる多相電流供給回路の第６の態様は、第５の態様であって、前記交流電源（１３）と前記アクティブコンバータ（２４）との間に介在する連係リアクトル（２０）を更に備える。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１の態様乃至第９の態様によれば、雷サージが重畳する場合でも、コンデンサの容量を著しく小さくしてコンデンサレスインバータ制御を行うことができる。

そしてダイオードによって、通常動作時における電力消費を低減することができる。

特にこの発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様によれば、雷サージが重畳する場合でも、コンデンサの両端電圧の波高値をより小さくできる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様及び第３の態様によれば、コンデンサの値を小さくし、小型化できる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様及び第６の態様によれば、高調波の発生を抑制できる。

この発明にかかる多相電流供給回路の第１の態様乃至第６の態様のいずれか一つに記載の多相電流供給回路と、前記多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）が供給されるモータ（５）とを備えた駆動装置を得ることができる。

上記の駆動装置を備え、これによって駆動される圧縮機を得ることもできる。

上記の圧縮機を備え、これによって圧縮される冷媒を採用して冷房もしくは暖房を行う空気調和機を得ることもできる。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。当該駆動装置は駆動部たるモータ５と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路を備えている。

多相電流供給回路はコンバータ２、介在回路３ａ、インバータ４、制御回路６及び避雷器７を備えている。コンバータ２には避雷器７を介して、単相、または三相などの複数相の電源系統１が接続され、交流電圧Ｖ_ｉｎが整流される。但し上述のように電源系統１には寄生インダクタンスが存在するので、交流電源１３に対して直列に接続されたインダクタ１２で寄生インダクタンスを表示している。ここで各相の寄生インダクタンスの値Ｌ_０として２３０μＨを採用した。

コンバータ２は交流電圧Ｖ_ｉｎを整流して介在回路３ａに入力する。介在回路３ａは、コンデンサ３１及びこれと並列に接続される側路３３を有している。そしてコンデンサ３１の両端電圧たる整流電圧ｖ_ｄｃがインバータ４に出力される。

図２は、電源系統１、コンバータ２、避雷器７として採用可能な、いずれも単相の電源系統１ａ、コンバータ２ａ、避雷器７ａの構成を例示する回路図である。

電源系統１ａは単相の交流電源１３ａを有し、寄生インダクタ１２０ａも含んで表示されている。避雷器７ａは電源系統１ａに並列に接続された保護素子７０を有している。保護素子７０としてはバリスタを採用できる。コンバータ２ａは単相の全波整流用ダイオードブリッジで構成されている。

このように単相交流を電源とする場合、非特許文献１に示されたように、コンデンサ３１の容量値Ｃは、整流電圧ｖ_ｄｃが交流電圧Ｖ_ｉｎの周波数の２倍の周波数で大きく脈動し、整流電圧ｖ_ｄｃの最大値が最小値の２倍以上となるように設定される。例えば容量値Ｃは２０μＦに設定する。この容量値は平滑回路３０１，３０２（それぞれ図１２及び図１３参照）において採用されていた容量値（例えば９００μＦ）と比較して非常に小さい。

図３は、電源系統１、コンバータ２、避雷器７として採用可能な、いずれも三相の電源系統１ｂ、コンバータ２ｂ、避雷器７ｂの構成を例示する回路図である。

電源系統１ｂは三相の交流電源１３ｂを有し、各相毎の寄生インダクタ１２１，１２２，１２３も含んで表示されている。避雷器７ｂは電源系統１ｂの各相の間に介在して設けられる保護素子７１，７２，７３を有している。保護素子７１，７２，７３としてはバリスタを採用できる。コンバータ２ｂは三相の全波整流用ダイオードブリッジで構成されている。

このように三相交流を電源として全波整流を行う場合、非特許文献２に示されたようにコンデンサ３１の容量は整流電圧ｖ_ｄｃが交流電圧Ｖ_ｉｎの周波数の６倍の周波数で脈動し、その最小値はその最大値の３^１／２／２倍以下となるように設定される。例えば容量値Ｃは２０μＦに設定する。この容量値は平滑回路３０１，３０２（それぞれ図１２及び図１３参照）において採用されていた容量値（例えば９００μＦ）と比較して、非常に小さい。

図４は、コンバータ２ｂと置換して使用可能な、コンバータ２ｃの構成を例示する回路図である。コンバータ２ｃは、連係リアクトルと通称されるインダクタ群２０と、アクティブコンバータ２４とを有している。

インダクタ群２０は各相毎にそれぞれインダクタンス２１，２２，２３を有しており、インダクタンス２１，２２，２３はそれぞれ寄生インダクタンス１２１，１２２，１２３と直列に接続される。

アクティブコンバータ２４は、いずれもコンデンサ３１の一端に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれもコンデンサ３１の他端に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点は相毎にインダクタンス２１，２２，２３を介して電源系統１ｂに接続される。

アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路６によってオン／オフのスイッチングが制御される。

アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。

このようなコンバータ２ｃを採用することにより、単に全波整流を行うコンバータ２ａ，２ｂを採用した場合と比較して、高調波の発生を抑制することができる。

連係リアクトルの機能に鑑みれば、インダクタンス群２０をコンバータ２ｃに備えることは必須でなく、より電源系統１ｂ側に近い位置に設けてもよい。図５はかかる変形を示すブロック図である。電源系統１ｂ側から順に、インダクタンス群２０、避雷器７ｂ、アクティブコンバータ２４が接続されており、これらを介して介在回路３ａが電源系統１ｂに接続される。

このようにアクティブコンバータ２４を採用する場合、非特許文献３に示されたように、当該コンバータの制御を適切にすることで、コンデンサ３１の容量値Ｃを小さく設定しても、その両端電圧を一定に保ち、しかも電源高調波を抑制できる。例えば、容量値Ｃは２０μＦに設定する。この容量値は平滑回路３０１，３０２（それぞれ図１２及び図１３参照）において採用されていた容量値（例えば９００μＦ）と比較して、非常に小さい。

介在回路３ａの側路３３においては、ダイオードＤ_Ｓ、抵抗Ｒ_Ｓ及びコンデンサＣ_Ｓが直列に接続されており、ダイオードＤ_Ｓのアノードからカソードに向かう方向は、コンデンサ３１の高電位側から低電位側に向かう方向と一致する。図１ではダイオードＤ_Ｓのアノードがコンデンサ３１の高電位側の一端に、ダイオードＤ_Ｓのカソードが抵抗Ｒ_Ｓの一端に、抵抗Ｒ_Ｓの他端がコンデンサＣ_Ｓの一端に、コンデンサＣ_Ｓの他端がコンデンサ３１の低電位側の一端に、それぞれ接続されている場合が例示されている。なお、直列回路を構成するダイオードＤ_Ｓ、抵抗Ｒ_Ｓ、コンデンサＣ_Ｓの順序は入れ替えてもよい。

インバータ４は三相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗをモータ５に供給する。電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。インバータ４は、いずれもコンデンサ３１の一端に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれもコンデンサ３１の他端に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路６からのスイッチング信号Ｔ_ｕ、Ｔ_ｖ、Ｔ_ｗに基づいてオン／オフのスイッチングが制御される。スイッチング信号Ｔ_ｕ、Ｔ_ｖ、Ｔ_ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。

アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。

制御回路６には交流電圧Ｖ_ｉｎの位相θ_１と、コンデンサ３１の両端に発生する整流電圧ｖ_ｄｃと、電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及びモータ５の回転子の回転位置角（機械角）θ_ｍが与えられる。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。そしてこれらに基づいて、制御回路６はスイッチング信号Ｔ_ｕ，Ｔ_ｖ，Ｔ_ｗを生成する。

図６は交流電圧Ｖ_ｉｎの波形１０１、コンデンサＣ_Ｓの両端電圧の波形１０３、整流電圧ｖ_ｄｃの波形１０４を示すグラフである。但し、連係リアクトルは設けておらず、側路３３を設けた以外のシミュレーション条件は、図１５に示されたグラフを得たシミュレーションと同一の条件とした。側路３３の諸元は、抵抗Ｒ_Ｓの抵抗値を１０Ω、コンデンサＣ_Ｓの容量値を１００μＦとした。このような側路３３は、図１６に示されたグラフを得たシミュレーションで採用された容量値９００μＦを有するコンデンサ３１と比較しても、その寸法を小さくすることができる。

さて、雷サージが発生する直前までは、コンデンサＣ_Ｓの両端電圧の波形１０３及び整流電圧ｖ_ｄｃの波形１０４は、交流電圧Ｖ_ｉｎの波高値（２^０．５×２７０Ｖ）と一致していた。しかし雷サージが発生し、交流電圧Ｖ_ｉｎが８００Ｖへと向けて急激に上昇すると、ダイオードＤ_Ｓを介してコンデンサ３１のみならずコンデンサＣ_Ｓも充電される。但しコンデンサＣ_Ｓを充電する電流は、抵抗Ｒ_Ｓを介して流れる。よって波形１０４に示される整流電圧ｖ_ｄｃの上昇は、波形１０３に示されるコンデンサＣ_Ｓの両端電圧の上昇よりも急峻ではある。但しコンデンサＣ_Ｓに流れる充電電流だけ、介在回路３（図１４）におけるコンデンサ３１への充電電流ｉ_ｃよりも、本実施の形態におけるコンデンサ３１への充電電流ｉ_ｃは小さくできる。よって整流電圧ｖ_ｄｃも６００Ｖに達することがない。

ここではモータ５には電流が供給されていない状態のシミュレーションを示したため、整流電圧ｖ_ｄｃの大きさが保持された波形が示されている。しかしモータ５に電流が供給されている場合には、整流電圧ｖ_ｄｃは低下して、通常動作の値に復帰する。

但しコンデンサＣ_Ｓの両端電圧は整流電圧ｖ_ｄｃと一致した後は、その電圧を保持する。整流電圧ｖ_ｄｃに基づくダイオードＤ_Ｓのアノード側の電位よりも、コンデンサＣ_Ｓの両端電圧に基づくダイオードＤ_Ｓのカソード側の電位の方が高いからである。

上記動作に鑑みれば、ダイオードＤ_Ｓは必須とはならない。しかしダイオードブリッジのみでコンバータを構成した（図２もしくは図３を参照）コンデンサレスインバータ制御では、モータ５に電流を流す際、整流電圧ｖ_ｄｃが大きく脈動する。従って側路３３がダイオードＤ_Ｓを備えていなければコンデンサＣ_Ｓの両端電圧も大きく脈動する。これは通常動作においてコンデンサＣ_Ｓの充放電を招来し、抵抗Ｒ_Ｓでの損失が発生する。よって通常動作において抵抗Ｒ_Ｓでの消費電力を低減するためには、ダイオードＤ_Ｓが側路３３に設けられることが望ましい。

他方、抵抗Ｒ_Ｓが側路３３に備えられていなければ、コンデンサＣ_Ｓへの充電は急速に行われるので、側路３３に流れる電流量を多く採れる。その結果、整流電圧ｖ_ｄｃの上昇をより効果的に抑制することも可能である。図７は本発明の第１の実施の形態の変形として、抵抗Ｒ_Ｓを除去し、側路３３をコンデンサＣ_Ｓ及びダイオードＤ_Ｓのみで構成した場合の動作を示すグラフである。コンデンサＣ_Ｓの両端電圧を波形１０７で、整流電圧ｖ_ｄｃを波形１０８で、それぞれ示している。

なお、シミュレーションでは考慮されなかったが、コンデンサＣ_Ｓには内部損失が発生する。よってダイオードＤ_Ｓを接続した場合、雷サージ印加後に上昇したコンデンサＣ_Ｓの両端電圧は、コンデンサＣ_Ｓの内部損失により所定の時定数で低下し、やがて整流電圧ｖ_ｄｃの（サージを考慮しない）最大値に一致する。この時定数を小さくしたい場合には放電抵抗などをコンデンサＣ_Ｓの両端に接続すればよい。

当該変形では、抵抗Ｒ_Ｓを設ける場合と比較して、コンデンサＣ_Ｓの両端電圧が高くなる。また電源投入時の過渡現象によるコンデンサＣ_Ｓ、ひいてはコンデンサ３１の両端電圧の異常上昇を抑制する効果がある抵抗Ｒ_Ｓが側路３３に備えられていることが望ましい。

以上のように、雷サージが発生した際にはコンデンサ３１は、その容量値を見かけ上増大し、通常動作時には本来の容量値Ｃで機能する。よって、雷サージが重畳する場合でも、コンデンサ３１の容量値Ｃを著しく小さくしてコンデンサレスインバータ制御を行うことが可能である。しかもコンデンサＣ_Ｓの容量は、従来の図１２や図１３の構成で採用されるコンデンサＣＣの容量（例えば９００μＦ）に比較して小さくてもよい。コンデンサＣ_Ｓはコンデンサ３１の充電電流を分岐して、電圧上昇を抑える動作を行うことに鑑みれば、コンデンサＣ_Ｓの容量はコンデンサ３１のそれ以上ではあるもののコンデンサＣＣのそれよりは小さく、具体的には例えば１００μＦ程度に小さくできる。よってコンデンサＣ_Ｓが、介在回路の小型化を著しく阻害することはない。

第２の実施の形態．
図８は本発明の第２の実施の形態にかかる駆動装置に採用される介在回路３ｂを示す回路図である。介在回路３ｂは介在回路３ａに対して、インダクタ３２を更に備えた構成を有している。具体的には、インダクタ３２が、コンデンサ３１と側路３３との並列接続に対して、直列に接続されている。介在回路３ｂを図１に示された介在回路３として採用することにより、側路３３の機能が発揮されるのみならず、インダクタ３２がコンデンサ３１と側路３３との並列接続に流れる電流の立ち上がりの傾斜を緩和する。従って雷サージが発生した際の整流電圧ｖ_ｄｃの電圧上昇を更に効果的に抑制することができる。

図９は、介在回路３ｂを採用した場合の、交流電圧Ｖ_ｉｎの波形１０１、コンデンサＣ_Ｓの両端電圧の波形１０５、整流電圧ｖ_ｄｃの波形１０６を示すグラフである。インダクタ３２のインダクタンスＬを３００μＨに設定した他は、シミュレーションの諸元はこれまでに示した値を採用した。インダクタンスＬの値は平滑回路３０１，３０２（それぞれ図１２及び図１３参照）において採用されていたインダクタンス（例えば６ｍＨ）と比較して非常に小さい。

第１の実施の形態において側路３３のみを採用した波形１０４（図６）と比較して、雷サージ発生時の整流電圧ｖ_ｄｃの波高値が小さいことが判る。

本実施の形態においても、コンデンサ３１の容量値Ｃを著しく小さくしてコンデンサレスインバータ制御を行うことが可能となる。しかもインダクタ３２のサイズは平滑回路３０１，３０２で採用されるインダクタＬＬよりも小さくでき、介在回路の小型化を著しく阻害することもない。

なお、インダクタ３２として、連係リアクトルたるインダクタンス群２０（図４、図５）を採用することができる。電源系統１から見て、インダクタ２１，２２，２３もそれぞれコンデンサ３１と直列に介挿されるからである。

第３の実施の形態．
図１０は、本発明の第３の実施の形態にかかる多相電流供給回路の一部を示す回路図である。ここではコンバータ２、インバータ４、避雷器７を省略しているが、図１と同様に構成されている。そして本実施の形態においては図１の介在回路３ａに置換して、介在回路３ｄを採用している。

介在回路３ｄは、第１の実施の形態において図１を用いて説明された介在回路３ａにおいて、側路３４をコンデンサ３１に対して並列に接続して追加した構成となっている。側路３４は、スイッチング素子たるトランジスタＱと抵抗Ｒ_Ｂとの直列接続を有している。

制御回路６は整流電圧ｖ_ｄｃに基づいて、トランジスタＱのベースにバイアス電圧ＣＮＱを供給する。整流電圧ｖ_ｄｃが第１所定値を越えるとトランジスタＱがオンし、整流電圧ｖ_ｄｃが第２所定値（これは第１所定値よりも小さい）を下回るとトランジスタＱがオフする。

このように整流電圧ｖ_ｄｃが第１所定値を越えて上昇するとコンデンサ３１に対して抵抗Ｒ_Ｂが並列接続されるので、コンデンサ３１への充電速度を下げ、整流電圧ｖ_ｄｃの上昇を抑制することができる。また第２所定値を下回るとコンデンサ３１への並列接続は解消され、通常動作におけるコンデンサレスインバータの動作を損なうことがない。

もちろん側路３４を、第２の実施の形態の変形として図８で示された介在回路３ｂにおいてコンデンサ３１及び側路３３に対して並列に接続して追加してもよい。あるいは介在回路３ｂにおいて側路３３と置換して設けてもよく、介在回路３ｄにおいて側路３３を設けなくてもよい。

高速に変化する雷サージに対して側路３４を有効に動作させるために、トランジスタＱには高速動作が要求される。そしてまたこれに見合ったドライブ回路や雷サージ検出回路が必要である。当該ドライブ回路や雷サージ検出回路の動作用電源は、インバータ４の動作待機中であってすら、確保する必要がある。従って構成の煩雑さの観点からすれば、側路３３を採用する方が有利である。

以上の実施の形態においては、２００Ｖ系（２００〜２４０Ｖの範囲で国毎に異なる）について、２４０Ｖ電源のばらつき＋約１０％の２７０Ｖを例に説明を行い、回路に用いる素子耐圧に６００Ｖを例示し、発明の効果を開示した。一方、現在は三相電源で採用されている４００Ｖ系（３８０Ｖ〜４６０Ｖの範囲で国毎に異なる）では、回路に用いる素子耐圧としては１２００Ｖを例示できる。この場合も本発明開示の回路により、雷サージに起因した電圧上昇がもたらす不具合を解消できる。

応用．
本発明にかかる多相電流供給回路、多相の交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが供給されるモータ５とを備えた駆動装置は、例えば圧縮機を駆動することができる。かかる圧縮機は、例えば空気調和機に備えられる。空気調和器は冷房もしくは暖房を行うために冷媒を採用し、当該冷媒は当該圧縮機によって圧縮される。

本発明の第１の実施の形態にかかる駆動装置を示す回路図である。 本発明に適用可能な構成を示す回路図である。 本発明に適用可能な構成を示す回路図である。 コンバータ２ｃの構成を示すグラフである。 本発明に適用可能な構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態における動作を示すグラフである。 本発明の第１の実施の形態の変形における動作を示すグラフである。 本発明の第２の実施の形態にかかる介在回路３ｂを示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態の動作を示すグラフである。 本発明の第３の実施の形態にかかる多相電流供給回路の一部を示す回路図である。 従来の多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。 従来の平滑回路の構成を例示する回路図である。 従来の平滑回路の構成を例示する回路図である。 避雷器７が設けられた多相電流供給回路の構成を例示する回路図である。 避雷器７が設けられた多相電流供給回路の動作を示すグラフである。 避雷器７が設けられた多相電流供給回路の動作を示すグラフである。

符号の説明

２，２ａ，２ｂ，２ｃ コンバータ
４ インバータ
７，７ａ，７ｂ 避雷器
１３ 交流電源
３１ コンデンサ
２１，２２，２３，３２ インダクタ
３３，３４ 側路
ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ 交流電流
Ｑ トランジスタ
Ｒ_Ｂ 抵抗
Ｔ_ｕ，Ｔ_ｖ，Ｔ_ｗ スイッチング信号
Ｖ_ｉｎ 交流電圧
ｖ_ｄｃ 整流電圧

Claims (9)

1. 交流電圧（Ｖ_in）を出力する交流電源（１３）に接続され、前記交流電圧に重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段（７）と、
   前記波高値抑制手段を介して前記交流電源から前記交流電圧を入力し、前記交流電圧を整流するコンバータ（２）と、
   前記コンバータの出力を受けるコンデンサ（３１）と、
   前記コンデンサに並列に接続された第１側路（３３）と、
   前記コンデンサの両端電圧（ｖ_dc）を受け、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（４）と、
   を備え、
   前記第１側路は抵抗性素子（Ｒ_S）及び容量性素子（Ｃ_S）の直列接続を有し、
   前記第１側路（３３）は前記抵抗性素子（Ｒ_S）及び前記容量性素子（Ｃ_S）に直列に接続されるダイオード（Ｄ_S）を更に有し、
   前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記コンデンサの高電位側から低電位側に向かう方向と一致する、多相電流供給回路。
2. 交流電圧（Ｖ_in）を出力する交流電源（１３）に接続され、前記交流電圧に重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段（７）と、
   前記波高値抑制手段を介して前記交流電源から前記交流電圧を入力し、前記交流電圧を整流するコンバータ（２）と、
   前記コンバータの出力を受けるコンデンサ（３１）と、
   前記コンデンサに並列に接続された第１側路（３３）と、
   前記コンデンサの両端電圧（ｖ_dc）を受け、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（４）と、
   を備え、
   前記第１側路はダイオード（Ｄ_S）及び容量性素子（Ｃ_S）の直列接続を有し、
   前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記コンデンサの高電位側から低電位側に向かう方向と一致し、
   前記交流電源（１３）は単相の交流電源であり、
   前記コンバータ（２）は単相の全波整流用ダイオードブリッジ（２ａ）であり、
   前記両端電圧の脈動の最大値はその最小値の２倍以上である、多相電流供給回路。
3. 交流電圧（Ｖ）を出力する交流電源（１３）に接続され、前記交流電圧に重畳するサージ電圧を抑制する波高値抑制手段（７）と、
   前記波高値抑制手段を介して前記交流電源から前記交流電圧を入力し、前記交流電圧を整流するコンバータ（２）と、
   前記コンバータの出力を受けるコンデンサ（３１）と、
   前記コンデンサに並列に接続された第１側路（３３）と、
   前記コンデンサの両端電圧（ｖ _dc ）を受け、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）を出力するインバータ（４）と、
   を備え、
   前記第１側路はダイオード（Ｄ _S ）及び容量性素子（Ｃ _S ）の直列接続を有し、
   前記ダイオードのアノードからカソードに向かう方向が、前記コンデンサの高電位側から低電位側に向かう方向と一致し、
   前記交流電源（１３）は三相の交流電源であり、
   前記コンバータ（２）は三相の全波整流用ダイオードブリッジ（２ｂ）であり、
   前記両端電圧の脈動の最小値はその最大値の３ ^1/2 ／２倍以下である、多相電流供給回路。
4. 前記交流電源（１３）は三相の交流電源であり、
   前記コンバータ（２）は三相のアクティブコンバータ（２４）を有する、請求項１又は請求項３のいずれか一つに記載の多相電流供給回路。
5. 前記コンデンサ（３１）及び前記第１側路（３３；３４）の並列接続に対して直列に接続されるインダクタ（２１，２２，２３；３２）
   を更に備える、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の多相電流供給回路。
6. 前記交流電源（１３）と前記アクティブコンバータ（２４）との間に介在する連係リアクトル（２０）を更に備える、請求項５記載の多相電流供給回路。
7. 請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載の多相電流供給回路と、
   前記多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）が供給されるモータ（５）と
   を備える駆動装置。
8. 請求項７記載の駆動装置を備え、
   前記駆動装置によって駆動される圧縮機。
9. 請求項８記載の圧縮機を備え、
   前記圧縮機によって圧縮される冷媒を採用して冷房もしくは暖房を行う空気調和機。

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