JP6785719B2 - アクティブフィルタ、交直変換装置 - Google Patents

Description

この発明はアクティブフィルタに関し、特に並列形アクティブフィルタに関する。

アクティブフィルタを用いて高調波電流を補償し、以て高調波を抑制する技術は、例えば特許文献１〜３に紹介されている。

特許文献１では、昇圧チョッパで昇圧されて平滑コンデンサに与えられた直流電圧を、アクティブフィルタに直接に印加している。

特許文献２では、変圧器で昇圧された交流電圧が整流されて直流平滑コンデンサに与えられた直流電圧を、電圧形自励式電力変換器たるアクティブフィルタに直接に印加している。

特許文献３ではインバータ側のコンデンサが変換器とインバータとの間で配置され、一つの保護ダイオードを介して整流器側のコンデンサに対して並列に接続されている。

特許文献４ではいわゆる電解コンデンサレスインバータについて開示される。

特許第４４１１８４５号公報 特許第４２８４０５３号公報 特開２００５−２２３９９９号公報 特開２００２−５１５８９号公報 特開２０１５−０９２８１３号公報

特許文献１，２に記載された技術では高調波電流の補償は適切であっても、昇圧チョッパや変圧器を必要とする。特許文献３は、並列接続されたコンデンサの間にダイオードが１つ設けられた簡単な技術を紹介するが、アクティブフィルタに与えられる直流電圧が不十分となり、ひいては適切な補償電流が得られない。

この発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、簡単な構成で、アクティブフィルタに与えられる直流電圧を高める技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるアクティブフィルタは、一組の交流入力線（Ｗ）から入力する交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ)を整流し、負荷（４）が両者間に接続される一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）へと直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（２）に対して、前記一組の交流入力線と前記一対の直流母線との間に並列に接続される。

そして当該アクティブフィルタの第１の態様は、第１コンデンサ（Ｃ２）と、前記第１コンデンサの一対の端のそれぞれを前記一対の直流母線のそれぞれと接続し、少なくともその一方が前記直流電圧に対して順方向となる向きで配置されるダイオード（Ｄ１）である、一対の電流制限素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｒ２）と、前記一組の交流入力線に接続された一組の交流側端子（５１，５２，５３）と、前記第１コンデンサの両端に接続された一対の直流側端子（５４，５５）と、前記交流側端子の各々と前記直流側端子の各々とを接続するスイッチング素子の複数と、前記スイッチング素子の各々に逆並列に接続されたダイオードの複数とを有するインバータ（５）とを備える。

この発明にかかるアクティブフィルタの第２の態様は、その第１の態様であって、前記整流回路（２）は、ダイオードブリッジ（２１）と、ローパスフィルタ（２２）とを有し、前記ローパスフィルタ（２２）は前記ダイオードブリッジ（２１）と前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）との間に設けられ、前記ダイオードブリッジ（２１）は前記一組の交流入力線（Ｗ）と前記ローパスフィルタ（２２）との間に設けられる。前記ローパスフィルタは、一の前記一対の直流母線（ＬＨ）と前記ダイオードブリッジ（２１）との間に設けられる第１リアクトル（ＤＣＬ１）と、他の前記一対の直流母線（ＬＬ）と前記ダイオードブリッジ（２１）との間に設けられる第２リアクトル（ＤＣＬ２）と、前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間に設けられる第２コンデンサ（Ｃ１）とを有する。
例えば、前記一対の電流制限素子のいずれもが、前記直流電圧に対して順方向となる向きで配置されるダイオード（Ｄ１，Ｄ２）である。あるいは例えば、前記一対の電流制限素子の他方は抵抗（Ｒ２）である。

交直変換装置を、この発明にかかるアクティブフィルタと前記整流回路（２）とを含んで構成してもよい。

この発明にかかるアクティブフィルタの第１の態様によれば、アクティブフィルタが通常備える第１コンデンサを、一対の電流制限素子を介して一対の直流母線に接続するという簡単な構成により、直流母線間の電圧よりも高い電圧が第１コンデンサにおいて得られ、高調波電流の抑制を行うことができる。

この発明にかかるアクティブフィルタの第２の態様によれば、インバータの制御に用いられるキャリア成分が、交流入力線に流れる電流において低減する。

第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。 比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。 比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。 第２の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第３の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。 第３の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第３の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第１変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。 第２変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。 第４の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第４の実施の形態に対する比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第４の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第３変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第４変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第４変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第５の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第５の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第５変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第５変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第５の実施の形態に対する比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における等価回路を示す回路図である。 第６の実施の形態におけるコモンモード電圧を説明するグラフである。 第６の実施の形態におけるコモンモードノイズを説明するグラフである。 第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における等価回路を示す回路図である。 第６の実施の形態におけるコモンモードノイズを説明するグラフである。 第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第６変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第７変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第８変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第９変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第７変形例にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第８変形例にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第９変形例にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。 第１０変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。 第１０変形例にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。

当該モータ駆動系では、整流回路２が三相交流の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流し、一対の直流母線ＬＨ，ＬＬへと直流電圧Ｖｄｃを出力する。一対の直流母線ＬＨ，ＬＬ間には負荷４が接続される。電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、一組の交流入力線Ｗを介して交流電源１から与えられる。

そして、当該アクティブフィルタは、一組の交流入力線Ｗと一対の直流母線ＬＨ，ＬＬとの間で、整流回路２に対して並列に接続される、いわゆる並列形アクティブフィルタである。

当該アクティブフィルタは、インバータ５と、コンデンサＣ２と、一対の電流制限素子とを備える。一対の電流制限素子の内のいずれか一方はダイオードであり、第１の実施の形態では一対の電流制限素子は一対のダイオードである場合を例示する。

一対のダイオードはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２である。これらはいずれもコンデンサＣ２の一対の端のそれぞれを一対の直流母線ＬＨ，ＬＬのそれぞれと接続する。そしてダイオードＤ１，Ｄ２のいずれも、直流電圧Ｖｄｃに対して順方向となる向きで配置される。

具体的には、直流母線ＬＨの電位は直流母線ＬＬの電位よりも高い。ダイオードＤ１のアノードは直流母線ＬＨに、ダイオードＤ２のカソードは直流母線ＬＬに、それぞれ接続される。ダイオードＤ１のカソードはコンデンサＣ２の高電位側の端に、ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ２の低電位側の端に、それぞれ接続される。

インバータ５は一組の交流入力線Ｗに連系リアクトル６を介して接続された一組の交流側端子５１，５２，５３と、コンデンサＣ２の両端に接続された一対の直流側端子５４，５５とを有する。更にインバータ５は、交流側端子５１，５２，５３との各々と直流側端子５４，５５の各々とを接続するスイッチング素子を複数有する。図１ではこれらのスイッチング素子をＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）として示した。インバータ５は更に、これらのスイッチング素子の各々に逆並列に接続されたダイオードの複数も有する。

かかるインバータ５の構成及びその動作自体は公知であるので、ここではその詳細を省略する。

整流回路２は、ダイオードブリッジ２１と、ローパスフィルタ２２とを有する。ローパスフィルタ２２はダイオードブリッジ２１と一対の直流母線ＬＨ，ＬＬとの間に設けられる。ダイオードブリッジ２１は一組の交流入力線Ｗとローパスフィルタ２２との間に設けられる。

ローパスフィルタ２２は、インバータ５のスイッチングによる高調波成分を抑制する観点で設けられることが望ましい。但し、負荷４に起因する高調波電流をアクティブフィルタが補償する機能において必須では無い。

ローパスフィルタ２２は、直流母線ＬＨとダイオードブリッジ２１との間に設けられるリアクトルＤＣＬ１と、一対の直流母線ＬＨ，ＬＬの間に設けられるコンデンサＣ１とを有している。リアクトルＤＣＬ１は、直流母線ＬＬとダイオードブリッジ２１との間に設けられてもよい。

負荷４は直流負荷であるが、高調波電流が流れる。例えば負荷４はインバータ４１とモータ４２とを有する。インバータ４１は直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換してモータ４２に供給する。モータ４２は例えば冷媒を圧縮する圧縮機を駆動する交流モータである。

第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタの効果を説明するため、比較例を導入して説明する。

図２は第１の実施の形態に対する比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。図２に示されるアクティブフィルタは、図１に示されるアクティブフィルタのダイオードＤ２を短絡除去した構造に相当する。

即ち、当該比較例では、コンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれの低電位側の端は、直流母線ＬＬに共通に接続されている。

このため、第１の実施の形態にかかる構成では流れなかった直流母線ＬＬから直流側端子５５へ向かう電流が、比較例にかかる構成では流れることになる。以下、詳細を説明する。

交流電源１から整流回路２を介して負荷４へ流れる電流Ｉ７、交流電源１から連系リアクトル６を介してアクティブフィルタ（より具体的にはインバータ５）へ流れる電流Ｉ５を導入すると、交流電源１から流れ出す電流Ｉ０（これは交流入力線Ｗに流れる電流でもある）は電流Ｉ７と電流Ｉ５との和となる。また、直流母線ＬＨから直流側端子５４に流れる電流Ｉ１、直流側端子５４から直流母線ＬＬに流れる電流Ｉ２を導入する。

但し、第１の実施の形態にかかる構成ではＩ２≧０であるのに対し、比較例ではＩ２＜０となり得る。

以下、Ｒ相の電圧ＶｒよりもＳ相の電圧Ｖｓが高い場合を想定して説明する。図２を参照して、電流Ｉ５のうち、Ｓ相からＲ相へと流れる成分は、インバータ５のＳ相に対応した上アーム側ダイオードＤｓｕと、Ｒ相に対応して導通中の上アーム側スイッチング素子Ｑｒｕを通って流れる。電流Ｉ７のうち、Ｓ相からＲ相へと流れる成分は、ダイオードブリッジ２１のＳ相に対応した上アーム側ダイオードＲｓｕと、リアクトルＤＣＬ１と、ダイオードＤ１とを流れる。そしてその一部はコンデンサＣ２に流れ、他の一部は上アーム側スイッチング素子Ｑｒｕを通る。これらの電流についての説明は、第１の実施の形態にかかる構成でも、比較例にかかる構成でも同様である。

さて比較例にかかる構成では上述のように電流Ｉ２は負となり得るので、直流母線ＬＬからコンデンサＣ２を介して上アーム側スイッチング素子Ｑｒｕに電流Ｉ２が流れ得る。これにより、コンデンサＣ２が保持する電圧Ｖｄｃ２は、コンデンサＣ１が保持する直流電圧Ｖｄｃとほぼ等しくなってしまう。コンデンサＣ２を充電する電流は、ほぼ電流Ｉ１，Ｉ２の和であるので、電流Ｉ２の値が小さいほど（負であればその絶対値が大きいほど）、コンデンサＣ２は充電されにくくなるからである。

このように電圧Ｖｄｃ２が直流電圧Ｖｄｃとほぼ等しくなっていると、高調波電流を補償するための電流Ｉ５を適切に流すことができない。これは特許文献３について既に指摘した問題点である。

図３は、比較例となる構成における各部の電流、電圧を示すグラフである。第２段のグラフに示された電流Ｉ２の波形は、電流Ｉ２が負となる期間が長い。これにより第３段のグラフに示されるように、電圧Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃをわずかに越えるに留まっている。

また、第１段のグラフで示されるように、電流Ｉ２が流れることにより電流Ｉ７も大きく乱れ、電流Ｉ５による高調波電流の補償は十分ではなく、結局、電流Ｉ０は正弦波から大きく外れた波形を呈することとなる。なお、電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７の波形については、一つの相、例えばＲ相についての波形を示した。他図も同様である。

電圧Ｖｄｃ２を直流電圧Ｖｄｃよりも大きくする対策としては、コンデンサＣ１の静電容量を大きくし、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することが挙げられる。

図４は、比較例となる構成における各部の電流、電圧を示すグラフである。但しコンデンサＣ１の静電容量は、図３で示された場合（数十μＦ）と比較して、図４で示された場合（数千μＦ）の方が大きく選定されている。

図３と図４とを比較してみれば、コンデンサＣ１の静電容量を大きくすることにより、電流Ｉ２が負となる期間が減ることがわかる。しかしながら、直流電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｄｃ２とが一致する期間は存在し、また直流電圧Ｖｄｃに対する電圧Ｖｄｃ２の増分も不十分である。このため、電流Ｉ０の波形は、正弦波から大きく外れている。

図５は第１の実施の形態にかかる構成における各部の電流、電圧を示すグラフである。但し、図３で示された場合と、コンデンサＣ１の静電容量を揃えた。

第２段、第３段のグラフを参照して理解されるように、電流Ｉ２は正であり、よってコンデンサＣ２を充電する電流は、比較例よりも第１の実施の形態にかかる構成の方が大きくなる。よって電圧Ｖｄｃ２も直流電圧Ｖｄｃよりも顕著に高くなり、電流Ｉ５による電流Ｉ７の高調波成分の補償も十分に行える。これにより、電流Ｉ０の波形もほぼ正弦波状となっている。

図６は第１の実施の形態にかかる構成における各部の電流、電圧を示すグラフである。但し、図４で示された場合と、コンデンサＣ１の静電容量を揃えた。

図５で示された場合と比較して、図６で示された場合は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することで、電圧Ｖｄｃ２は更に増大している（図５及び図６のいずれでも直流電圧Ｖｄｃのピーク値は２８０Ｖ程度であるが、図５では電圧Ｖｄｃ２が３２０Ｖ程度であるのに対し、図６では電圧Ｖｄｃ２が３４０Ｖ程度である）。

電流Ｉ７は、コンデンサＣ１の静電容量が大きい方（図６）が乱れやすくなっているが、電流Ｉ５がこの乱れをよく補償しており、電流Ｉ０の波形もほぼ正弦波状となっている。

以上のことから、第１の実施の形態による効果は、コンデンサＣ１の静電容量の大きさに拘わらず、発揮されることがわかる。つまり、直流電圧Ｖｄｃの脈動を平滑できる程度に大きな、例えば電解コンデンサをコンデンサＣ１に並列に接続することもできる。

このように、第１の実施の形態によれば、アクティブフィルタが通常備えるコンデンサＣ２を、一対のダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対の直流母線ＬＨ，ＬＬに接続するという簡単な構成により、直流電圧Ｖｄｃよりも高い電圧Ｖｄｃ２を得て、高調波電流の抑制を行うことができる。これは特許文献１に示されたような昇圧チョッパや、特許文献２に示されたような変圧器を必要としない点で、有利である。

第２の実施の形態．
図７は第２の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。第２の実施の形態にかかるアクティブフィルタは、第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタ（図１参照）に対し、ダイオードＤ２を抵抗Ｒ２に置換して得られる。

つまり、第２の実施の形態にかかるアクティブフィルタは、上述の一対の電流制限素子とを備える点で第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタと共通するものの、一対の電流制限素子の内の一方がダイオードＤ１であり、他方は抵抗Ｒ２である点で相違する。

抵抗Ｒ２は電流Ｉ２を制限し、電流Ｉ２の絶対値を小さくする。見方を変えれば、電流Ｉ２は抵抗Ｒ２において電圧降下を発生させる。よって電圧Ｖｄｃ２を直流電圧Ｖｄｃよりも大きく保持することができる。

図８は第２の実施の形態にかかる構成における各部の電流、電圧を示すグラフである。但し、図３で示された場合と、コンデンサＣ１の静電容量を揃えた。

第２の実施の形態の電流Ｉ２は、第１の実施の形態の電流Ｉ２とは異なり、また比較例の電流Ｉ２と類似して、負となる期間がある。しかし第２の実施の形態での電流Ｉ２の絶対値の最大値は、比較例の電流Ｉ２の絶対値の最大値の半分以下となっている。これにより、第２の実施の形態でも電圧Ｖｄｃ２は３１０Ｖ程度が得られている。

図９は第２の実施の形態にかかる構成における各部の電流、電圧を示すグラフである。但し、図４で示された場合と、コンデンサＣ１の静電容量を揃えた。

図８で示された場合と比較して、図９で示された場合は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を抑制することで、電圧Ｖｄｃ２は更に増大している（図８及び図９のいずれでも直流電圧Ｖｄｃのピーク値は２８０Ｖ程度であるが、図８では電圧Ｖｄｃ２が３１０Ｖ程度であるのに対し、図９では電圧Ｖｄｃ２が３１０〜３２０Ｖ程度である）。

電流Ｉ７は、コンデンサＣ１の静電容量が大きい方（図９）が乱れやすくなっているが、電流Ｉ５がこの乱れをよく補償しており、電流Ｉ０の波形もほぼ正弦波状となっている。

以上のことから、第２の実施の形態による効果は、コンデンサＣ１の静電容量の大きさに拘わらず、発揮されることがわかる。

また、第２の実施の形態によれば、アクティブフィルタが通常備えるコンデンサＣ２を、少なくとも一つのダイオードＤ１と、電流制限素子たる抵抗Ｒ２を介して一対の直流母線ＬＨ，ＬＬに接続するという簡単な構成により、第１の実施の形態による効果と同様の効果が得られる。

第３の実施の形態．
図１０は第３の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。第３の実施の形態にかかるアクティブフィルタは、第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタ（図１参照）に対し、ローパスフィルタ２２においてリアクトルＤＣＬ２を追加して得られる。第１の実施の形態ではローパスフィルタ２２は必須では無かったが、第３の実施の形態ではローパスフィルタ２２は必須となる。

第３の実施の形態にかかるローパスフィルタ２２は、直流母線ＬＨとダイオードブリッジ２１との間に設けられるリアクトルＤＣＬ１と、直流母線ＬＬとダイオードブリッジ２１との間に設けられるリアクトルＤＣＬ２と、直流母線ＬＨ，ＬＬの間に設けられるコンデンサＣ１とを有する、と把握される。

ローパスフィルタ２２では、ダイオードブリッジ２１の出力側の一対の端子の間で、リアクトルＤＣＬ１，ＤＣＬ２がコンデンサＣ１を挟んで直列に接続されている、と見ることもできる。

図１１は、第３の実施の形態にかかる構成における各部の電流、電圧を示すグラフであって、図５と同内容を示す。但し、図５で示されたグラフのうち、電流Ｉ１，Ｉ２の縦軸を拡大して示すグラフである。図１１からは、電流Ｉ１，Ｉ２の波形が大きく異なっていることが理解される。これは、電流Ｉ１，Ｉ２が流れる経路における非平衡が原因である。そして当該非平衡を原因として、電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７のいずれについても、電流Ｉ７が負となる区間において波形が太く示されている。この波形が太く見えているのは、ローパスフィルタ２２が採用されているにもかかわらず、インバータ５のスイッチングを制御することに採用されるキャリア信号が重畳していることが現れている。

以下、図１０を参照して、第３の実施の形態においてこの非平衡が低減される様子を説明する。

Ｖｒ＜Ｖｓとなっているとき、電流Ｉ５のうちＳ相からＲ相へ向かう成分は二つの経路を有している。第１の経路は、インバータ５のＳ相に対応した上アーム側ダイオードＤｓｕ、Ｒ相に対応して導通中の上アーム側スイッチング素子Ｑｒｕをこの順に通る経路である。第２の経路は電流Ｉ１として流れる経路であって、ダイオードブリッジ２１のＳ相に対応した上アーム側ダイオードＲｓｕ、リアクトルＤＣＬ１、直流母線ＬＨ、ダイオードＤ１、上アーム側スイッチング素子Ｑｒｕをこの順に通る経路である。図１に示された第１の実施の形態にかかる構成でも第２の経路においてリアクトルＤＣＬ１が存在する。

Ｖｒ＞Ｖｓとなっているとき、電流Ｉ５のうちＲ相からＳ相へ向かう成分は二つの経路を有している。第１の経路は、Ｒ相に対応して導通中の下アーム側スイッチング素子Ｑｒｄ、インバータ５のＳ相に対応した下アーム側ダイオードＤｓｄをこの順に通る経路である。第２の経路は電流Ｉ２として流れる経路であって、下アーム側スイッチング素子Ｑｒｄ、ダイオードＤ２、直流母線ＬＬ、ダイオードブリッジ２１のＳ相に対応した下アーム側ダイオードＲｓｄを通る経路である。図１に示された第１の実施の形態にかかる構成では第２の経路においてリアクトルＤＣＬ２はないが、図１０に示された第３の実施の形態にかかる構成では第２の経路においてリアクトルＤＣＬ２が存在する。

このように第３の実施の形態では電流Ｉ１，Ｉ２が流れる経路においてそれぞれリアクトルＤＣＬ１，ＤＣＬ２が存在する。これにより、電流Ｉ１，Ｉ２の非平衡は緩和される。

図１２は第３の実施の形態にかかる構成における各部の電流、電圧を示すグラフであって、図１１と対応した内容を示す。図１１に示された場合と比較して、図１２に示された場合は、電流Ｉ１，Ｉ２の波形が類似しており、電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７の波形でのキャリア信号の重畳が低減していることが見て取れる。

このように第３の実施の形態では、ローパスフィルタ２２の構成において、一対のリアクトルＤＣＬ１，ＤＣＬ２がコンデンサＣ１を挟みつつ、これらの三者がダイオードブリッジ２１の出力側において直列に接続されている。これにより電流Ｉ１，Ｉ２の非平衡が緩和され、以てインバータ５の制御に用いられるキャリア成分が電流Ｉ０において低減する。

第１変形例．
図１３は、第１変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。第１の実施の形態で示された構成（図１参照）において、ダイオードＤ１を抵抗Ｒ１に置換した構成を有している。かかる構成は第２の実施の形態で示された構成（図７参照）と同様にして、抵抗Ｒ１が電流制限素子として機能し、同様の効果を得ることができる。

第２変形例．
図１４は、第２変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系を示す回路図である。第３の実施の形態で示された構成（図１０参照）において、ダイオードＤ２を抵抗Ｒ２に置換した構成を有している。かかる構成によれば、第２の実施の形態で説明された内容に鑑みて、第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。但し、電流Ｉ１がダイオードＤ１を流れ、電流Ｉ２が抵抗Ｒ２を流れるので、電流Ｉ１，Ｉ２の非平衡が緩和される効果は、第３の実施の形態の方が期待される。

このように、第１の実施の形態、第２の実施の形態、第３の実施の形態、あるいは変形は、互いにそれぞれの作用効果を滅却しない限りにおいて、相互に組み合わせて変形を創出できる。

第４の実施の形態．
図１５は、第４の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。第４の実施の形態にかかるアクティブフィルタは、第１の実施の形態にかかるアクティブフィルタ（図１参照）に対し、クランプ回路８を追加して得られる。

このようなクランプ回路８を設けることは、特にコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量を低減する場合に好適である。コンデンサＣ１の静電容量を小さくし、いわゆる電解コンデンサレスインバータ（例えば特許文献４、特許文献５を参照）が採用される場合、コンデンサＣ２の静電容量も小さくすることができる。コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が低いと、整流回路２やインバータ５から出力されるサージ電流が直流電圧Ｖｄｃや電圧Ｖｄｃ２（第１の実施の形態参照）に与える影響が大きい。そこでクランプ回路８を設けることによって、かかる影響を小さくする。

換言すれば、クランプ回路８を設けることにより、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が低くても、それぞれの電圧たる直流電圧Ｖｄｃ、電圧Ｖｄｃ２の変動が抑制される。

具体的には、第４の実施の形態においてクランプ回路８は、クランプ用ダイオードＤ３と、クランプ用コンデンサＣ３とを有する。クランプ用ダイオードＤ３は、コンデンサＣ２と電流制限素子たるダイオードＤ１との間に設けられ、直流電圧Ｖｄｃに対して逆方向となる。より具体的にはクランプ用ダイオードＤ３は、そのアノードがコンデンサＣ２に接続され、そのカソードがダイオードＤ１のカソードに接続される。

一対の電流制限素子たるダイオードＤ１，Ｄ２は、直流母線ＬＨ，ＬＬの間でクランプ用コンデンサＣ３と直列に接続される。ダイオードＤ１はクランプ用ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ１の一端に接続される。よって具体的には、クランプ用コンデンサＣ３は、ダイオードＤ１のカソードと、ダイオードＤ２のアノードとの間に接続される。見方を変えれば、クランプ用コンデンサＣ３は、ダイオードＤ１よりもコンデンサＣ２側でクランプ用ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２と並列に接続される。

図１６は、第４の実施の形態に対する比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。具体的には、当該比較例は、図１５に示されたダイオードＤ２を短絡除去した構成を有する。つまり第４の実施の形態に対する当該比較例の関係は、第１の実施の形態に対する（第１の実施の形態における）比較例の関係と同じである。

図１７は、第４の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。図１６及び図１７において電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７は第１の実施の形態で説明したものであり、図１に図示される。

図１６と図１７を比較して明白なように、第４の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用された場合は、その比較例たるアクティブフィルタが採用された場合よりも、電圧Ｖｄｃ２と直流電圧Ｖｄｃとの差が大きく、電流Ｉ０が正弦波に近い。

つまり、クランプ回路８を設けた構成においても、第１の実施の形態と同様に、コンデンサＣ２を、一対のダイオードＤ１，Ｄ２を介して一対の直流母線ＬＨ，ＬＬに接続するという簡単な構成により、直流電圧Ｖｄｃよりも高い電圧Ｖｄｃ２を得て、高調波電流の抑制を行うことができる。

図１８は、第４の実施の形態の変形たる第３変形例のアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。第３変形例は第４の実施の形態に対し、ローパスフィルタ２２として、第３の実施の形態で採用された構成、即ちダイオードブリッジ２１の出力側の一対の端子の間で、リアクトルＤＣＬ１，ＤＣＬ２がコンデンサＣ１を挟んで直列に接続されている構成を採用したものである。

つまり、第４の実施の形態に対する第３変形例の関係は、第１の実施の形態に対する第３実施の形態の関係と同じである。

図１７に示された電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７の波形は、電流Ｉ７が負となる区間において波形が太く示されている。この波形が太く見えているのは、第３の実施の形態で説明したように、第１の実施の形態ではローパスフィルタ２２が採用されているにもかかわらず、インバータ５のスイッチングを制御することに採用されるキャリア信号が重畳していることが現れている。これは電流Ｉ１，Ｉ２が流れる経路における非平衡が原因である。

よって第３の実施の形態と同様に、リアクトルＤＣＬ１，ＤＣＬ２を採用することにより、図１８に示されるように電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７の波形もそれぞれの平衡が反映されている。

よって第３変形例でも第３の実施の形態と同様に、電流Ｉ１，Ｉ２の非平衡が緩和され、以てインバータ５の制御に用いられるキャリア成分が電流Ｉ０において低減する。

図１９は、第４の実施の形態の変形たる第４変形例のアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。第４変形例は第４の実施の形態に対し、電流制限素子としてダイオードＤ２に代えて抵抗Ｒ２を採用したものである。つまり、第４の実施の形態に対する第４変形例の関係は、第１の実施の形態に対する第２の実施の形態の関係と同じである。

図２０は第４変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。第２の実施の形態と同様に電流Ｉ２は負となる期間が多く存在するが、電圧Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃよりも明らかに高い。このようにして第４変形例でも第２の実施の形態と同様の効果が得られる。

第５の実施の形態．
図２１は第５の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。第５の実施の形態ではクランプ回路８が、第４の実施の形態で示されたクランプ回路８に対してクランプ用ダイオードＤ４が追加された構成を有している。

具体的にはクランプ用ダイオードＤ４は、コンデンサＣ２の一対の端の間でクランプ用ダイオードＤ３及びクランプ用コンデンサＣ３と直列に接続される。クランプ用ダイオードＤ４は直流電圧Ｖｄｃに対して逆方向となる。更に具体的には、クランプ用ダイオードＤ４はそのアノードがダイオードＤ２のアノードに、そのカソードがコンデンサＣ２に、それぞれ接続される。

インバータ５から直流母線ＬＨ，ＬＬ側を見て、クランプ用ダイオードＤ４とダイオードＤ２とは直列に接続され、かつそれらの順方向は相互に逆向きとなって配置されている。従ってダイオードＤ１，Ｄ２及びクランプ用ダイオードＤ３，Ｄ４を流れる電流は必ずクランプ用コンデンサＣ３を充電することになる。よってクランプ用ダイオードＤ３に要求される電流容量は、クランプ用ダイオードＤ４を設けることにより小さくすることができる。しかもクランプ用ダイオードＤ４に要求される電流容量も、クランプ用ダイオードＤ３に要求される電流容量と同程度で足りる。従ってまた、ダイオードＤ１，Ｄ２に要求される電流容量も低減することができる。

図２２は、第５の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。第５の実施の形態における電流Ｉ１，Ｉ２は、第４の実施の形態における電流Ｉ１，Ｉ２（図１７参照）よりも小さい。これは上述のダイオードＤ１，Ｄ２及びクランプ用ダイオードＤ３，Ｄ４に要求される電流容量の低減を根拠づけるものとなっている。

しかも本実施の形態では電流Ｉ１，Ｉ２の平衡も改善されるので、電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７におけるキャリア成分は、第４の実施の形態と比較して低減される。

図２３は第５変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。第５変形例は第５の実施の形態に対し、電流制限素子としてダイオードＤ２に代えて抵抗Ｒ２を採用したものである。つまり、第５の実施の形態に対する第５変形例の関係は、第１の実施の形態に対する第２の実施の形態の関係と同じである。

図２４は第５変形例たるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。第２の実施の形態と同様に電流Ｉ２は負となる期間が多く存在するが、電圧Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃよりも明らかに高い。このようにして第５変形例でも第２の実施の形態と同様の効果が得られる。

なお、第５変形例においてはダイオードＤ２の逆方向電流ほどにはキャリア成分を阻止できない。よって電流Ｉ０における波形の改善度は、クランプ用ダイオードＤ４が無い場合（第４変形例：図２０参照）と同程度である。換言すれば、電流制限素子としてダイオードＤ２ではなく抵抗Ｒ２を採用した場合には、クランプ用ダイオードＤ４の有無は効果に与える影響が小さいといえる。

図２５は、第５実施の形態に対する比較例となるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。具体的には、当該比較例は、図２１に示されたダイオードＤ２を短絡除去した構成を有する。つまり第５の実施の形態に対する当該比較例の関係は、第１の実施の形態に対する（第１の実施の形態における）比較例の関係と同じである。

図２２及び図２４と、図２５の比較から、電流制限素子たるダイオードＤ２あるいは抵抗Ｒ２が果たす、電流Ｉ０，Ｉ５，Ｉ７の波形を改善する機能が看取できる。

第６の実施の形態．
図２６は第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。但し、第６の実施の形態の説明に用いるため、ダイオードブリッジ２１が出力する電圧Ｖｄｂ、クランプ用コンデンサＣ３に流れる電流Ｉ８、クランプ用ダイオードＤ３，Ｄ４にそれぞれ（順方向電流として）流れる電流Ｉ３，Ｉ４、及びクランプ用コンデンサＣ３に掛る電圧ＶＣ３を更に導入している。ここで電圧Ｖｄｂは直流母線ＬＬを基準とし、電流Ｉ８はダイオードＤ１及びクランプ用ダイオードＤ３からダイオードＤ２及びクランプ用ダイオードＤ４へと向かう方向を正の方向とし、電圧ＶＣ３はダイオードＤ２とクランプ用ダイオードＤ４との接続点を基準とした。

図２７は、第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における等価回路を示す回路図である。但しこの等価回路ではコモンモード電圧に着目して示している。

具体的には、ダイオードブリッジ２１は電圧Ｖｄｂのコモンモード電圧Ｖｄｂｃを発生し、インバータ５は電圧Ｖｄｃ２のコモンモード電圧Ｖｆｃを発生する。電圧Ｖｄｂ，ＶＣ３の基準を上述の様に採用したことにより、図２７に矢印で示される方向が正の電圧の方向となる。

図１を参照して、交流電源１から得られる電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが三相交流電圧を成すので、コモンモード電圧Ｖｄｂｃは式（１）で求められる。

Ｖｄｂｃ＝（Ｖｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ）／３…（１）

また、直流側端子５５を基準とした交流側端子５１，５２，５３のそれぞれの電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを導入すると、コモンモード電圧Ｖｆｃは式（２）で求められる。

Ｖｆｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３…（２）

図２８はコモンモード電圧Ｖｆｃを説明するグラフである。インバータ５のスイッチング動作はキャリアＣＷと信号波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との比較によって決定される。信号波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値に対応する。簡単に説明すると、キャリアＣＷが信号波Ｖｕ＊以上の値を採る場合に電圧Ｖｕは電圧Ｖｄｃ２と一致し、それ以外の場合には電圧Ｖｕは０となる。電圧Ｖｖ，Ｖｗについても同様である。このような技術は当業者に周知であるので、ここではその詳細を省略する。

このようにして電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが決定されるので、コモンモード電圧Ｖｆｃは電圧Ｖｄｃ２の０倍、１／３倍、２/３倍、１倍の４種の値を採るステップ状の波形を呈する。当該波形の基本周波数はキャリアＣＷの周波数と一致する。

ここで、信号波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を式（３）で表す。但し変調率Ｋ及び信号波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の周期についての位相αを導入した。

Ｖｕ=Ｋ・sin(α)，Ｖｖ=Ｋ・sin(α-2π/3)，Ｖｗ=Ｋ・sin(α+2π/3)…（３）

これにより、電圧Ｖｕが電圧Ｖｄｃ２を採る時間の半値ａ、電圧Ｖｖが電圧Ｖｄｃ２を採る時間の半値ｂ、電圧Ｖｗが電圧Ｖｄｃ２を採る時間の半値ｃは式（４）で表される。但しキャリアＣＷの周期Ｔｓｗを導入した。

ａ＝（Ｔｓｗ/２）／（１/２−Ｋ・sin(α)），ｂ＝（Ｔｓｗ/２）／（１/２−Ｋ・sin(α-2π/3)），ｃ＝（Ｔｓｗ/２）／（１/２−Ｋ・sin(α+2π/3)）…（４）

図２９は、第６実施の形態におけるコモンモードノイズを説明するグラフである。ここでは電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの実効値が４００Ｖである場合を例示した。直流電圧Ｖｄｃはローパスフィルタ２２の作用によって平滑された波形を呈している。他方、コモンモード電圧Ｖｄｂｃは２００Ｖ近傍で細かな変動を呈している。なお、ダイオードブリッジ２１では直列に接続された上アーム側ダイオードと下アーム側ダイオードのいずれか一方が導通するので、コモンモード電圧Ｖｄｂｃは直流電圧Ｖｄｃの1／３程度となる。

電圧Ｖｄｃ２はコモンモード電圧Ｖｆｃの上限を結ぶ包絡線を呈する。コモンモード電圧Ｖｃｏｍはコモンモード電圧Ｖｄｂｃ，Ｖｆｃの和であり、図２７から理解されるように、電圧ＶＣ３のコモンモード電圧に相当する。よって電圧Ｖｄｃ２のコモンモード電圧Ｖｆｃに対する振る舞いと同様に、電圧ＶＣ３もコモンモード電圧Ｖｃｏｍのほぼ上限を結ぶ包絡線を呈する。但し電圧ＶＣ３は電圧Ｖｄｃ２よりもＶｄｃ／３程度高い。

コモンモード電圧Ｖｃｏｍに由来して、電圧ＶＣ３は電圧Ｖｄｃ２と比較して高くなり、電流Ｉ８も大きい。これはクランプ用コンデンサＣ３に対して大きな電力容量を要求することとなり、クランプ回路８の、ひいてはアクティブフィルタ全体を小型に、かつ安価に構成することを阻む。

なお、より巨視的な時間軸で見た諸量を図３０に示す。ここには第５実施の形態で既に説明された電流Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ５，Ｉ７並びに直流電圧Ｖｄｃ及び電圧Ｖｄｃ２の他、電流Ｉ３，Ｉ４及び電圧ＶＣ３をも示した。但し図３０のグラフでは、図２２のグラフとは、直流電圧Ｖｄｃが異なった設定を採用しているので、波形がやや異なっている。

図３１は、第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。図３１に示された構成は、図２６に示された（第５の実施の形態にかかる）構成に対し、コモンモードチョークＬ９を追加した点で異なっている。

コモンモードチョークＬ９は、同極性で誘導結合するリアクトルＬ９１，Ｌ９２を有している。リアクトルＬ９１は直流母線ＬＨとコンデンサＣ２の端の一方（高電位端）との間でダイオードＤ１と直列に接続される。リアクトルＬ９２は直流母線ＬＬとコンデンサＣ２の端の他方（低電位端）との間でダイオードＤ２と直列に接続される。また、リアクトルＬ９１，Ｌ９２のいずれもが、クランプ用コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ２側にあるか、コンデンサＣ２と反対側にある。

図３１においては、リアクトルＬ９１がクランプ用ダイオードＤ３とコンデンサＣ２の高電位端との間に接続され、リアクトルＬ９２がクランプ用ダイオードＤ４とコンデンサＣ２の低電位端との間に接続される場合が例示される。よってリアクトルＬ９１，Ｌ９２のいずれもが、クランプ用コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ２と反対側にある。

図３２は第６の実施の形態にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における等価回路を示す回路図である。図３２は図２７と同様に、コモンモード電圧に着目した等価回路を示している。

この等価回路においてコモンモードチョークＬ９はインバータ５とクランプ用コンデンサＣ３との間に配置され、電圧ＶＣ３と同じ方向に電圧Ｖ９が発生する。これにより、コモンモード電圧Ｖｃｏｍは打ち消される。また電流Ｉ５，Ｉ７に流れるコモンモード電流もキャンセルされ、電流Ｉ８も小さくなる。

図３３は第６の実施の形態におけるコモンモードノイズを説明するグラフであり、図２９と同じ諸量を示す。電流Ｉ８は小さくなり、電圧ＶＣ３は電圧Ｖｄｃ２程度となることが分かる。よってクランプ用コンデンサＣ３に対して要求される電力容量が低減する。

図３４はより巨視的な時間軸で見た諸量を示し、図３０と同じ諸量を示す。電圧ＶＣ３は電圧Ｖｄｃ２程度となるのみならず、電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４も小さくなることが看取される。これはダイオードＤ１，Ｄ２やクランプ用ダイオードＤ３，Ｄ４に要求される電力容量を小さくできる観点で有利である。

コモンモードチョークＬ９におけるコイルの巻数Ｎを導入すると、コモンモードチョークＬ９に流れる磁束Φcmcは式（５）で表される。但し記号∫と記号dtとは、これら二者によって挟まれた量の時間積分を示す。

Φcmc＝（１／Ｎ）・∫Ｖ９・dt…（５）

コモンモード電圧Ｖｆｃが全てコモンモードチョークＬ９に印加された場合、そのピーク値Φpeakを検討する。但し簡単のため、図２８に示されたようにｃ＜ａ＜ｂ（＜Ｔｓｗ／２）の場合について説明する。これは-π/６＜α＜π/６の場合に相当する。この場合、図２８を参照して、ピーク値Φpeakは式（６）で求められる。インバータ５が三相正弦波変調で動作する場合、磁束Φcmcは位相αについてπ/6を周期とする周期関数となる。図２８には磁束Φcmcも併記した。

Φpeak=(1/N)・[(Vdc2/2）(c-0)+(Vdc2/3）(a-c)]=(Vdc2/N)・（c/6+a/3）…（６）

ピーク値Φpeakが最大となるのは変調率Ｋが０となるときであって、インバータ５の上アーム側スイッチング素子が全てオンとなって下アーム側スイッチング素子が全てオフとなる場合、もしくは、上アーム側スイッチング素子が全てオフとなって下アーム側スイッチング素子が全てオンとなる場合である。このときにはａ＝ｂ＝ｃ＝Ｔｓｗ／４であり、ピーク値Φpeakは式（７）で表される。

Φpeak=(1/N)・(Vdc2/2）・（Tsw/4）=(Vdc2・Tsw）/(8・N)…（７）

コモンモードチョークＬ９がコアを有しているとき、そのコアの飽和磁束が式（７）で示されるピーク値Φpeakよりも大きく選定されることが望まれる。つまり当該コアは、電圧Ｖｄｃ２が高いほど、キャリアＣＷの周波数が高い（これはインバータ５のスイッチング周波数が高いことに繋がる）ほど、コモンモードチョークＬ９のコアに要求される飽和磁束も高まる。

図３５は第６変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。第６変形例は第６の実施の形態に対し、クランプ回路８に対するコモンモードチョークＬ９の位置が異なっている。

具体的には、第６変形例におけるコモンモードチョークＬ９も、同極性で誘導結合するリアクトルＬ９１，Ｌ９２を有している。そしてリアクトルＬ９１は直流母線ＬＨとコンデンサＣ２の高電位端との間でダイオードＤ１と直列に接続され、リアクトルＬ９２は直流母線ＬＬとコンデンサＣ２の低電位端との間でダイオードＤ２と直列に接続される。但しリアクトルＬ９１は、クランプ用コンデンサＣ３よりもコンデンサＣ２から遠い側で、クランプ用ダイオードＤ３とダイオードＤ１との間に設けられる。またリアクトルＬ９２は、クランプ用コンデンサＣ３よりもコンデンサＣ２から遠い側で、クランプ用ダイオードＤ４とダイオードＤ２との間に設けられる。よってリアクトルＬ９１，Ｌ９２のいずれもが、クランプ用コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ２と反対側にある。

このような構成においてもコモンモードチョークＬ９が第６の実施の形態と同様に機能し、同様の作用効果を果たすことは明らかである。その理由は：第６変形例の等価回路は、図３２に示された等価回路においてクランプ用コンデンサＣ３の位置とコモンモードチョークＬ９の位置を入れ替えたものであること；クランプ用コンデンサＣ３とコモンモードチョークＬ９とは互いに直列接続された関係にあること；直列接続された二つの素子を入れ替えてもその直列接続された構成が当該直列接続の外部に対して果たす作用効果は異ならないこと；である。

図３６、図３７、図３８は、それぞれ第７変形例、第８変形例、第９変形例たるアクティブフィルタの構成を部分的に示す回路図である。第７乃至第９変形例は第６の実施の形態に対し、クランプ回路８に対するコモンモードチョークＬ９の位置が異なっている。

具体的には、第７乃至第９変形例におけるコモンモードチョークＬ９も、同極性で誘導結合するリアクトルＬ９１，Ｌ９２を有している。そしてリアクトルＬ９１は直流母線ＬＨとコンデンサＣ２の高電位端との間でダイオードＤ１と直列に接続され、リアクトルＬ９２は直流母線ＬＬとコンデンサＣ２の低電位端との間でダイオードＤ２と直列に接続される。

但し第７変形例では、リアクトルＬ９１は、クランプ用コンデンサＣ３よりもコンデンサＣ２に近い側で、クランプ用ダイオードＤ３とダイオードＤ１との間に設けられる。またリアクトルＬ９２は、クランプ用コンデンサＣ３よりもコンデンサＣ２に近い側で、クランプ用ダイオードＤ４とダイオードＤ２との間に設けられる。よってリアクトルＬ９１，Ｌ９２のいずれもが、クランプ用コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ２側にある。

第８変形例では、リアクトルＬ９１は、直流母線ＬＨとダイオードＤ１との間に設けられる。またリアクトルＬ９２は直流母線ＬＬとダイオードＤ２との間に設けられる。よってリアクトルＬ９１，Ｌ９２のいずれもが、クランプ用コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ２と反対側にある。

第９変形例では、リアクトルＬ９１は、クランプ用コンデンサＣ３よりもコンデンサＣ２から遠い側で、クランプ用ダイオードＤ３とダイオードＤ１との間に設けられる。またリアクトルＬ９２は、直流母線ＬＬとダイオードＤ２との間に設けられる。よってリアクトルＬ９１，Ｌ９２のいずれもが、クランプ用コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ２と反対側にある。

あるいはリアクトルＬ９１が直流母線ＬＨとダイオードＤ１との間に設けられ、リアクトルＬ９２がクランプ用コンデンサＣ３よりもコンデンサＣ２から遠い側で、クランプ用ダイオードＤ４とダイオードＤ２との間に設けられてもよい。

図３９、図４０、図４１は、それぞれ第７変形例、第８変形例、第９変形例にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を示すグラフである。具体的には電流Ｉ０，Ｉ８及び電圧Ｖｄｃ，Ｖｄｃ２，ＶＣ３を示す。これらの変形例においても第６の実施の形態（図３４参照）と同様に、電圧ＶＣ３は電圧Ｖｄｃ２程度に抑えられている。

第６実施の形態及び第６乃至第９変形例では、第５の実施の形態に対してコモンモードチョークＬ９を追加した構成が示された。しかしコモンモードチョークＬ９を第４の実施の形態に対して追加してもよい。換言すれば、第６実施の形態及び第６乃至第９変形例からクランプ用ダイオードＤ４を省略してもよい。

図４２は、第６変形例においてクランプ用ダイオードＤ４を短絡除去して得られる、第１０変形例の構成を部分的に示す回路図である。図４３は第１０変形例にかかるアクティブフィルタが採用されたモータ駆動系における各部の電流、電圧を、具体的には電流Ｉ０，Ｉ８及び電圧Ｖｄｃ，Ｖｄｃ２，ＶＣ３を示すグラフである。

第１０変形例において、クランプ用ダイオードＤ４がないために電流Ｉ８が高くなる時間領域があるものの、第６変形例と同様に電圧ＶＣ３を電圧Ｖｄｃ２程度に抑える効果が得られる。

なるほど、コモンモード電圧を低減するためには、例えば電流Ｉ５が流れる三相の経路、あるいは電流Ｉ７が流れる三相の経路において、三相のコモンモードチョークを設けることも考えられる。

しかしながらそのような場合と比較して、第６の実施の形態あるいは第６変形例では電流容量が小さい単相のコモンモードチョークＬ９で足りる。これは、アクティブフィルタ全体の、ひいては当該アクティブフィルタを採用するモータ駆動系を小型に、かつ安価に構成できる観点で有利である。

なお、第６の実施の形態及び第６乃至第１０変形例ではダイオードＤ２を採用しているが、第５変形例の第５の実施の形態に対する変形と同様に、これに代えて抵抗Ｒ２を採用してもよい。

上述の第５の実施の形態、第６の実施の形態及び第６乃至第１０変形例のいずれにおいても、電流Ｉ８が急峻に変動しないように、クランプ用コンデンサＣ３に対して直列に抵抗を接続してもよい。

上述のアクティブフィルタと整流回路２を含めた構成を、交直変換装置として把握することができる。

２ 整流回路
２１ ダイオードブリッジ
２２ ローパスフィルタ
４ 負荷
５ インバータ
５１，５２，５３ 交流側端子
５４，５５ 直流側端子
８ クランプ回路
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ クランプ用コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｄ３，Ｄ４ クランプ用ダイオード
ＤＣＬ１，ＤＣＬ２，Ｌ９１，Ｌ９２ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 直流母線
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ （三相交流の）電圧
Ｗ 交流入力線

Claims (5)

1. 一組の交流入力線（Ｗ）から入力する交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ)を整流し、負荷（４）が両者間に接続される一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）へと直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（２）に対して、前記一組の交流入力線と前記一対の直流母線との間に並列に接続されるアクティブフィルタであって、
   第１コンデンサ（Ｃ２）と、
   前記第１コンデンサの一対の端のそれぞれを前記一対の直流母線のそれぞれと接続し、少なくともその一方が前記直流電圧に対して順方向となる向きで配置されるダイオード（Ｄ１）である、一対の電流制限素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｒ２）と、
   前記一組の交流入力線に接続された一組の交流側端子（５１，５２，５３）と、前記第１コンデンサの両端に接続された一対の直流側端子（５４，５５）と、前記交流側端子の各々と前記直流側端子の各々とを接続するスイッチング素子の複数と、前記スイッチング素子の各々に逆並列に接続されたダイオードの複数とを有するインバータ（５）と
   を備える、アクティブフィルタ。
2. 一組の交流入力線（Ｗ）から入力する交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ)を整流し、負荷（４）が両者間に接続される一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）へと直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（２）に対して、前記一組の交流入力線と前記一対の直流母線との間に並列に接続されるアクティブフィルタであって、
   第１コンデンサ（Ｃ２）と、
   前記第１コンデンサの一対の端のそれぞれを前記一対の直流母線のそれぞれと接続し、少なくともその一方が前記直流電圧に対して順方向となる向きで配置されるダイオード（Ｄ１）である、一対の電流制限素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｒ２）と、
   前記一組の交流入力線に接続された一組の交流側端子（５１，５２，５３）と、前記第１コンデンサの両端に接続された一対の直流側端子（５４，５５）と、前記交流側端子の各々と前記直流側端子の各々とを接続するスイッチング素子の複数と、前記スイッチング素子の各々に逆並列に接続されたダイオードの複数とを有するインバータ（５）と
   を備え、
   前記整流回路（２）は、ダイオードブリッジ（２１）と、ローパスフィルタ（２２）とを有し、
   前記ローパスフィルタ（２２）は前記ダイオードブリッジ（２１）と前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）との間に設けられ、
   前記ダイオードブリッジ（２１）は前記一組の交流入力線（Ｗ）と前記ローパスフィルタ（２２）との間に設けられ、
   前記ローパスフィルタは、一の前記一対の直流母線（ＬＨ）と前記ダイオードブリッジ（２１）との間に設けられる第１リアクトル（ＤＣＬ１）と、他の前記一対の直流母線（ＬＬ）と前記ダイオードブリッジ（２１）との間に設けられる第２リアクトル（ＤＣＬ２）と、前記一対の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間に設けられる第２コンデンサ（Ｃ１）とを有する、アクティブフィルタ。
3. 前記一対の電流制限素子のいずれもが、前記直流電圧に対して順方向となる向きで配置されるダイオード（Ｄ１，Ｄ２）である、請求項１または請求項２に記載のアクティブフィルタ。
4. 前記一対の電流制限素子の他方は抵抗（Ｒ２）である、請求項１または請求項２に記載のアクティブフィルタ。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のアクティブフィルタと前記整流回路（２）とを含む、交直変換装置。