CN102044974B - 一种能量回馈器主电路拓扑结构 - Google Patents
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Abstract
本发明揭示了一种能量回馈器主电路拓扑结构及与之相匹配的电感线圈的绕制方法，将该拓扑结构与电感线圈组合起来，即将两个电感引入到通用变频器输入侧的二极管整流桥与能量回馈器的逆变电路连成的环路中，用于将各种变频器的直流母线电压逆变为交流电流后回馈到电网。其中电感线圈的绕接结构具有多样选择性。本发明能量回馈器主电路拓扑结构实施应用后，能有效抑制变频器与能量回馈器间的环流电流，提高能量回馈器的输出电流能力，输出电流波形质量好，总谐波失真THD小，能量回馈器体积小，重量轻，价格相对便宜。
Description
技术领域
本发明涉及一种能量回馈器(也称节能回馈器)主电路拓扑结构，用于将各种变频器的直流母线电压逆变为交流电流后回馈到电网。
背景技术
众所周知，变频器已广泛应用于生产、生活、交通、医疗卫生等各个领域，以驱动电动机运行。为节约成本，通用变频器通常采用图1所示的电压型交-直-交变频器。可以看出：该拓扑结构变频器的输入侧采用的是二极管整流器，它不能直接用于需要快速起、制动和频繁正反转的调速场合。因为当电动机减速制动时，电动机处于再生发电状态，频繁正反转的调速系统要求电动机能四象限运行。图1中的能量传输是不可逆的(只能从左到右，不能从右到左)，电动机产生的再生电能只能传输到直流侧的储能兼滤波的电容C1、C2上，形成泵升电压。过高的泵升电压将击穿IGBT等半导体功率器件和并联在直流母线上的电解电容C1、C2，从而使变频器损坏。
为避免再生发电时变频器主电路发生过电压，以往的做法是在直流回路中并联制动单元V12，通过大功率电阻R4将再生的能量以热的形式消耗掉。减速越快，再生的能量越大，消耗得也越多，能量浪费就越严重。不但如此，该消耗掉的热量还将造成功率电阻温度上升，容易带来故障隐患。
如果能够将该能量回馈至电网，不仅起到低碳经济和节能减排的作用，还可以满足快速制动和频繁正反转的运行要求，提高工作效率，并使半导体功率开关器件、电解电容免遭过电压击穿，从而提高变频器的安全性。这就是使用能量回馈器的利益所在。
传统能量回馈器的拓扑结构如图2下侧虚框内所示，电路结构的连接上是将通用变频器的直流母线P(+)端与能量回馈器的二极管D13阳极相连接，将通用变频器的直流母线N(-)端与能量回馈器的N′相连接。
该能量回馈器在将能量回馈到电网时，回馈电流的总谐波失真THD相对很大，回馈电流波形质量差；特别是当回馈器功率容量较大时，回馈电流波形质量相当差，甚至发生回馈电流的过电流故障保护，从而无法正常工作。这种过电流故障并不是真正意义上的能量回馈器逆变电路内部的过电流引起的，而是变频器输入侧二极管整流桥和能量回馈器逆变电路间的环流所造成的。
发明内容
鉴于上述现有技术存在的缺陷及原理分析，本发明的目的是提出一种新型的能量回馈器主电路拓扑结构，以提高能量回馈器输出电流波形的正弦度，减小总谐波失真THD；防止因变频器输入侧二极管整流桥和能量回馈器逆变电路间产生环流，引发过电流故障保护而无法正常工作。
本发明的上述目的，将通过以下技术方案得以实现：
一种能量回馈器主电路拓扑结构，包括能量回馈器及通用变频器，所述通用变频器输入侧的二极管整流桥与能量回馈器的逆变电路连成环路，其特征在于：所述能量回馈器接入通用变频器的环路中设有电感LP和电感LN，其中所述电感LP的第一端(“*”端)与通用变频器的直流母线P(+)相连接，而电感LP的第二端与二极管D13的阳极相连接；所述电感LN的第一端(“*”端)与通用变频器的直流母线N(-)相连接，而电感LN的第二端与能量回馈器的直流母线N′相连。
进一步地，前述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其中该电感LP和电感LN为在铁芯上以一定形式的绕线结构，电感LP所产生的磁通ΦP和电感LN所产生的磁通ΦN相抵。
更进一步地，前述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其中该铁芯为E型结构、U型结构或环形结构，电感LP和电感LN可同向或反向绕制于铁芯之上，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端根据不同的铁芯形状结构及电感相对绕制方向同侧或相对偏设。
进一步地，前述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其中该能量回馈器的逆变电路结构为：能量回馈器的直流母线P′与二极管D13的阴极、功率开关器件V1、V3、V5的集电极、二极管D′1、D′3、D′5的阴极、电阻R4的一端、继电器触点J2的一端相连接；而能量回馈器的直流母线N′1与功率开关器件V4、V6、V2的发射极、二极管D′4、D′6、D′2的阳极、电容C4的负极、电阻R6的一端相连接；功率开关器件V1的发射极与二极管D′1的阳极、功率开关器件V4的集电极、二极管D′4的阴极及电感LR的一端相接于接点R′；功率开关器件V3的发射极与二极管D′3的阳极、功率开关器件V6的集电极、二极管D′6的阴极及电感LS的一端相接于接点S′；功率开关器件V5的发射极与二极管D′5的阳极、功率开关器件V2的集电极、二极管D′2的阴极及电感LT的一端相接于接点T′；电感LR、LS、LT的另一端与电网的R相、S相、T相分别对应连接。
本发明能量回馈器主电路拓扑结构的应用，其突出效果为：
通过在通用变频器与能量回馈器逆变电路间引入两个磁通相抵的电感LP和电感LN，消除了环路造成的过电流故障，能在相同回馈电流总谐波失真THD前提下，保持更强的电流回馈能力，提高了系统的响应速度，更增强了回馈电能效率。
以下便结合实施例附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详述，以使本发明技术方案更易于理解、掌握。
附图说明
图1是通用变频器的主电路拓扑示意图；
图2为现有技术能量回馈器与通用变频器的接线示意图；
图3为本发明能量回馈器与通用变频器的接线示意图；
图4为电感LP和电感LN的绕线结构示意图(E型铁芯同向绕制)；
图5为电感LP和电感LN的绕线结构示意图(E型铁芯反向绕制)；
图6为电感LP和电感LN的绕线结构示意图(U型铁芯同向绕制)；
图7为电感LP和电感LN的绕线结构示意图(U型铁芯反向绕制)；
图8为电感LP和电感LN的绕线结构示意图(环形铁芯同向绕制)；
图9为电感LP和电感LN的绕线结构示意图(环形铁芯反向绕制)；
图10为普通电网三相电压的某一区间示意图；
图11为现有技术能量回馈器环流电流iRS的环路示意图；
图12为现有技术能量回馈器环流电流iRT的环路示意图；
图13为现有技术能量回馈器环流电流-iRS的环路示意图；
图14为现有技术能量回馈器环流电流-iRT的环路示意图；
图15为现有技术能量回馈器环流电流(iR＝iRS+iRT)的示意图；
图16为现有技术能量回馈器环流电流(iR＝iRS+iRT)的实验波形；
图17为图16的局部放大示意图；
图18为现有技术能量回馈器三相环流电流的波形示意图；
图19为现有技术能量回馈器并网输出的电流示意图；
图20为本发明能量回馈器环流电流iRS的环路示意图；
图21为本发明能量回馈器环流电流iRT的环路示意图；
图22为本发明能量回馈器环流电流-iRS的环路示意图；
图23为本发明能量回馈器环流电流-iRT的环路示意图；
图24为本发明能量回馈器的并网输出电流实验波形示意图。
具体实施方式
为了说明本发明的实施方式，以图2为例，先从传统能量回馈器的工作原理分析。当电动机M减速或位能释放时，通用变频器的直流母线P(+)、N(-)之间的电压会急剧上升，导致能量回馈器的二极管D13导通，电动机M再生的能量灌入能量回馈器的直流母线P′、N′之间，P′、N′间电压也随之升高。能量回馈器检测到P′、N′间电压高到某预定值时就启动V1～V6进行PWM(脉冲宽度调制)开通与关断，将P′、N′间电压进行逆变，经LR、LS、LT滤波后成为近似正弦波电流并注入三相电网的R、S、T端。
问题的另一方面是，在V1～V6进行PWM(脉冲宽度调制)开通与关断的同时，三相电网电压e(t)经通用变频器的输入侧二极管整流桥D1～D6及能量回馈器的V1～V6形成了另一路的电流(环流)。
以图10为例，在60°～90°区间，相电压UR、US形成的环流电流iRS(如图11所示)。由于电感LS的数值一般很小(0～3mH)，所以iRS很大，以至于使能量回馈器发生过电流，从而进行过电流故障保护，能量回馈器无法继续工作；而在90°～120°区间，相电压UR、UT形成的环流电流iRT(如图12所示)。反之，在240°～270°区间，相电压UR、US形成的环流电流-iRS(如图13所示)；而在270°～300°区间，相电压UR、UT形成的环流电流-iRT(如图14所示)。
图15是上述60°～120°和240°～300°两个区间的结果iR，即iR＝iRS+iRT和iR＝-iRS-iRT的波形；图16是现有技术能量回馈器环流电流iR的实验波形示意图(这里iR显示了5个周波，而图15显示的是其中一个周波)；图17是图16波形的局部放大示意图，可以看出它与图15具有很大的相似性；图18是现有技术能量回馈器三相环流电流iR、iS、iT的示意图；图19是传统能量回馈器的并网回馈电流，可以看出其谐波失真成分比较严重。
本发明采用图3所示的能量回馈器主电路拓扑结构，其动作原理如下：
与现有技术的能量回馈器的工作原理相同之处是：当电动机M减速或位能释放时，通用变频器的直流母线P(+)、N(-)之间的电压会急剧上升，导致能量回馈器的二极管D13导通，电动机M再生的能量由直流母线P(+)经电感LP和二极管D13后灌入能量回馈器的直流母线P′，直流母线N(-)经电感LN后与N′相连，P′、N′间电压也随之升高。能量回馈器检测到P′、N′间电压高到某预定值时就启动V1～V6进行PWM(脉冲宽度调制)开通与关断，将P′、N′间电压进行逆变，经LR、LS、LT滤波后成为近似正弦波的电流并注入到三相电网的R、S、T端。
问题的另一方面是，在V1～V6进行PWM(脉冲宽度调制)开通与关断的同时，三相电网电压e(t)经通用变频器输入侧的二极管整流桥D1～D6及能量回馈器的V1～V6也形成了另一路的电流(环流)。
以图10为例，在60°～90°区间，相电压UR、US形成的环流电流iRS(如图20所示)。虽然电感LS的数值一般很小(0～3mH)，但iRS还经过电感LP，即环流回路的总电感为LP+LN，两者共同抵抗iRS的增大，所以能有效地抑制iRS的增大。由于LP和LN采用了如图4～图9的绕制方法，相对于直流回路的P(+)、N(-)而言，LP和LN所产生的磁通ΦP和ΦN是相抵的，所以LP和LN的电感值可以做成任意大，使之足以抵制环流电流iRS的增大。图21是在图10的90°～120°区间，相电压UR、UT形成的环流电流iRT。
反之，在240°～270°区间，相电压UR、US形成的环流电流-iRS(如图22所示)；而在270°～300°区间，相电压UR、UT形成的环流电流-iRT(如图23所示)。
图24是本发明能量回馈器的并网回馈电流，可以看出其正弦度远比图19所示现有技术能量回馈器的并网回馈电流优越，显然其谐波失真成分也小得多。
分析与比较
由图19可以看出，传统能量回馈器的并网回馈电流正弦度很差，总谐波电流失真THD很大，甚至满足不了国家标准或国际标准的要求。为了解决该问题，传统做法是增大滤波电感LR、LS、LT。然而，该滤波电感值过大将限制能量回馈器的逆变输出能力，同时电感的重量、体积、价格都增加了。为此，有人在电感LR、LS、LT与电网e(t)间另加LC滤波器，这种滤波器价格非常昂贵，无疑增加了能量回馈利用的成本。
具体来看该两个电感的连接结构，以下简单举例六种可行的结构，但该些实施结构对本发明电感LP和电感LN的接线结构不构成限制：
(一)、铁芯为E型结构，电感LP和电感LN同向绕制于铁芯的中柱，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端同侧偏设，如图4所示。
(二)、铁芯为E型结构，电感LP和电感LN反向绕制于铁芯的中柱，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端相对偏设，如图5所示。
(三)、铁芯为U型结构，电感LP和电感LN分别同向绕制于铁芯的两枝，且电感LP的第一端为电流输入端，朝向铁芯中心偏设，电感LN的第一端为电流输出端，背向铁芯中心偏设，如图6所示。
(四)、铁芯为U型结构，电感LP和电感LN分别反向绕制于铁芯的两枝，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端均朝向铁芯中心同向偏设，如图7所示。
(五)、铁芯为环形结构，电感LP和电感LN分别同向绕制于铁芯对称的两侧环臂上，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端以铁芯中心相对偏设，如图8所示。
(六)、铁芯为环形结构，电感LP和电感LN分别反向绕制于铁芯对称的两侧环臂上，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端相对铁芯中心同向偏设，如图9所示。
本发明采用电感LP、电感LN并按如图4～图9的共模接法，它对于环流电流具有很强的抑制能力，而对于能量回馈器的并网回馈能力却毫无影响，从而可大大提高能量回馈器的输出能力。而且该电感采用高频铁芯，体积小，重量轻，价格相对便宜，也不需要在电感LR、LS、LT与电网e(t)间另加LC滤波器，又省去了这笔昂贵费用。
Claims (8)
1.一种能量回馈器主电路拓扑结构，包括能量回馈器及通用变频器，所述通用变频器输入侧的二极管整流桥与能量回馈器的逆变电路连成环路，其特征在于：所述能量回馈器接入通用变频器的环路中设有电感LP和电感LN，其中所述电感LP的第一端（“*”端）与通用变频器的直流母线P（＋）相连接，而电感LP的第二端与二极管D13的阳极相连接，二极管D13的阴极与能量回馈器的直流母线P′相连；所述电感LN的第一端（“*”端）与通用变频器的直流母线N（－）相连接，而电感LN的第二端与能量回馈器的直流母线N′相连；并且所述电感LP和电感LN为在铁芯上以一定形式的绕线结构，电感LP所产生的磁通Φ P和电感LN所产生的磁通Φ N相抵。
2.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于：所述铁芯为E型结构，电感LP和电感LN同向绕制于铁芯的中柱，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端同侧偏设。
3.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于：所述铁芯为E型结构，电感LP和电感LN反向绕制于铁芯的中柱，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端相对偏设。
4.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于：所述铁芯为U型结构，电感LP和电感LN分别同向绕制于铁芯的两枝，且电感LP的第一端为电流输入端，朝向铁芯中心偏设，电感LN的第一端为电流输出端，背向铁芯中心偏设。
5.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于：所述铁芯为U型结构，电感LP和电感LN分别反向绕制于铁芯的两枝，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端均朝向铁芯中心同向偏设。
6.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于：所述铁芯为环形结构，电感LP和电感LN分别同向绕制于铁芯对称的两侧环臂上，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端以铁芯中心相对偏设。
7.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于：所述铁芯为环形结构，电感LP和电感LN分别反向绕制于铁芯对称的两侧环臂上，且电感LP的第一端为电流输入端，电感LN的第一端为电流输出端，两个第一端相对铁芯中心同向偏设。
8.根据权利要求1所述的一种能量回馈器主电路拓扑结构，其特征在于所述能量回馈器的逆变电路结构为：能量回馈器的直流母线P′与二极管D13的阴极、功率开关器件V1、V3、V5的集电极、二极管D′1、D′3、D′5的阴极、电阻R4的一端、继电器触点J2的一端相连接；而能量回馈器的直流母线N′与功率开关器件V4、V6、V2的发射极、二极管D′4、D′6、D′2的阳极、电容C4的负极、电阻R6的一端相连接；功率开关器件V1的发射极与二极管D′1的阳极、功率开关器件V4的集电极、二极管D′4的阴极及电感LR的一端相接于接点R′；功率开关器件V3的发射极与二极管D′3的阳极、功率开关器件V6的集电极、二极管D′6的阴极及电感LS的一端相接于接点S′；功率开关器件V5的发射极与二极管D′5的阳极、功率开关器件V2的集电极、二极管D′2的阴极及电感LT的一端相接于接点T′；电感LR、LS、LT的另一端与电网的R相、S相、T相分别对应连接。
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