CN102064533A - 级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统，其包括：移相多绕组整流变压器、功率模块组和CPU；当CPU测得一功率模块中的电容电压udc处于UL和UH2之间时，以正常的PWM脉冲驱动该功率模块中的各IGBT模块；当udc<UL或udc>UH3时，则封锁该功率模块组中的各IGBT模块；当UH2<udc<UH3，同时若单相桥式逆变器的交流侧有电流流入左逆变桥臂，则控制该功率模块中的左逆变桥臂中的上、下IGBT模块分别截止和导通，同时控制各功率模块中的右逆变桥臂中的上、下IGBT模块分别导通和截止；直至UL<udc<UH2时，以正常的PWM脉冲驱动该功率模块中的各IGBT模块。
Description
技术领域
本发明涉及级联型高压变频器的技术领域，具体是一种级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统。
背景技术
目前国内10kV电动机进行变频调速时，采用最多的是级联型（功率模块串联型）高压变频器。如图1所示，级联型高压变频器主要由移相多绕组整流变压器T、功率模块组（A1～A8、B1～B8、C1～C8）和控制系统组成。输入侧由移相多绕组变压器T将10kV高压电降压至740V给每个功率模块供电，移相多绕组变压器T的副边绕组分为3大组，根据电压等级和模块串联级数，一般由36、42和48脉冲系列等构成多级相叠加的整流方式，可以大大改善网侧的电流波形（网侧电压电流谐波指标满足IEEE519-1992和GB/T4549-93的要求）。使其负载下的网侧功率因数接近1，无需任何功率因数补偿、谐波抑制装置。由于变压器副边绕组的独立性，使每个功率模块的主回路相对独立，类似常规低压变频器，便于采用现有的成熟技术。
功率模块为基本的交－直－交逆变电路，三相交流电通过整流侧a、b、c接入二极管三相整流桥，直流侧的电容C起到稳压和滤纹波的作用，通过对IGBT逆变桥进行正弦PWM控制，可得到单相交流输出。每个功率模块结构及电气性能上完全一致，可以互换。功率模块的作用是将740V/50Hz交流电变换至工况所需电压和频率的交流电。
由于级联型变频器所带负载绝大部分是大功率风机和水泵。对于这些大惯性负载，在进行变频调速的降速调节时，电动机将处于发电机状态（电动机转子磁链转速快于定子磁链转速）；因为高压变频器功率模块采用二极管不控整流，直流侧能量无法回馈电网，如果降速过快，会因拖动系统的能量回馈过快而引起而功率模块直流侧过电压。
由于元器件和控制的分散性，以及功率模块直流电容相互隔开，因此很容易造成各个单元电容电压不均衡的情况（即导致功率模块的过压），而现有技术中的相关解决方案，从成本、器件控制复杂程度以及功耗等角度考虑，都不适用于级联型高压变频器。如何解决上述技术问题，是本领域的技术难题。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种可防止在大功率风机和水泵等大惯性负载在降速调节时发生功率模块的过压的级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统，其包括：移相多绕组整流变压器T、连接于该移相多绕组整流变压器T的副边绕组上的三个功率模块组A1～A8、B1～B8、C1～C8和CPU单元；各功率模块组包括多个功率模块；各功率模块包括：不控制整流单元、直流滤波电容C和单相桥式逆变器；不控制整流单元的交流输入端与所述移相多绕组整流变压器T的副边绕组相连，不控制整流单元的直流输出端与所述直流滤波电容C的正负极、单相桥式逆变器的直流电源端相连；同组的各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端依次串联；所述单相桥式逆变器包括：左、右逆变桥臂，各逆变桥臂包括：上、下IGBT模块，各IGBT模块的栅极与所述CPU单元相连；在同一功率模块中，各上IGBT模块的发射极接下IGBT模块的集电极，各上IGBT模块的集电极接所述直流滤波电容C的正极，各下IGBT模块的发射极接所述直流滤波电容C的负极，左逆变桥臂中的上、下IGBT模块T1、T2的接点和右逆变桥臂中的上、下IGBT模块T3、T4的接点构成交流输出端；各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端设有与所述CPU单元相连的电流互感器，直流滤波电容C的正、负极之间设有与所述CPU单元相连的电压传感器。
当所述CPU单元测得一功率模块中的所述直流滤波电容C两端的电压即电容电压udc大于一欠压值UL并小于一次过压值UH2时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动该功率模块中的各IGBT模块；当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块；当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述过压值UH3，并大于一次过压值UH2，同时若CPU单元通过所述电流互感器测得该功率模块中的单相桥式逆变器的交流侧有电流流入左逆变桥臂，则CPU单元控制该功率模块中的所述左逆变桥臂中的上、下IGBT模块T1、T2分别截止和导通，同时控制各功率模块中的所述右逆变桥臂中的上、下IGBT模块T3、T4分别导通和截止；直至测得所述电容电压udc小于一设定允许值UH2，且大于所述欠压值UL时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动该功率模块中的各IGBT模块。
所述欠压值UL为电容电压正常值Udc的0.6-0.8倍，电容电压正常值Udc为所述移相多绕组整流变压器T的副边绕组输出电压的1.35倍，所述设定允许值UH1为所述电容电压正常值Udc的1.05-1.15倍，所述次过压值UH2为所述电容电压正常值Udc的1.16-1.25倍，所述过压值UH3为所述电容电压正常值Udc的1.26-1.35倍。
进一步，所述各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端设有旁路单元，该旁路单元包括：与所述单相桥式逆变器的交流输出端相连的整流电路、设于该整流电路的直流输出端的可控硅；该可控硅的门极与所述CPU单元相连；当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块，同时控制所述可控硅导通，以旁路该功率模块。
进一步，当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3时，则CPU单元在封锁该功率模块组中的各IGBT模块的同时，或采用三相对称旁路方式控制其余各相的功率模块组中的相应个数的功率模块旁路，或采用中性点偏移方式控制中性点产生相应的偏移。
所述三个功率模块组A1～A8、B1～B8、C1～C8分别构成级联型高压变频器的A、B、C三相，每一相由功能结构相同的多个功率模块叠加而成。控制每个功率模块的输出情况(控制各逆变桥输出的电压为正、负还是零以及相应功率模块输出的时间的长短)，经叠加后就可以得到一个接近正弦的多阶梯波。
所述正常的PWM脉冲是指：CPU单元通过控制各相上的功率模块生产三相接近正弦的多阶梯波，该三相接近正弦的多阶梯波适于驱动大功率电动机M。
本发明具有积极的效果：（1）本发明的级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统工作时，当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块；当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述过压值UH3，并大于一次过压值UH2，同时若CPU单元通过所述电流互感器测得该功率模块中的单相桥式逆变器的交流侧有电流流入左逆变桥臂，则CPU单元控制该功率模块中的所述左逆变桥臂中的上、下IGBT模块T1、T2分别截止和导通，同时控制各功率模块中的所述右逆变桥臂中的上、下IGBT模块T3、T4分别导通和截止；直至测得所述电容电压udc小于一设定允许值UH1，且大于所述欠压值UL时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动各功率模块中的各IGBT模块。所述控制方法可防止在大功率风机和水泵等大惯性负载在降速调节时发生功率模块因过压而损坏。
附图说明
为了使本发明的内容更容易被清楚的理解，下面根据的具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明，其中
图1为实施例中的级联型高压变频器的结构示意图，图中的N为三相的物理连接点。
图2为所述功率模块的结构示意图。
图3为级联型高压变频器输出电压仿真波形图。
图4为功率模块驱动信号切换的逻辑图。
图5为直流过电压时IGBT的驱动脉冲方式的示意图。
图6为所述功率模块的另一结构示意图。
图7为同相中的6个功率模块输出交流电压叠加后输出相电压的波形图。
图8为当A相的功率模块数为3个时CPS-SPWM下的调制波形。
具体实施方式
见图1，本实施例的级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统包括：移相多绕组整流变压器T、连接于该移相多绕组整流变压器T的副边绕组上的三个功率模块组A1～A8、B1～B8、C1～C8和CPU单元。CPU单元采用至少一个DSP、单片机或ARM等智能芯片。
各功率模块组包括多个功率模块；各功率模块包括：不控制整流单元、直流滤波电容C和单相桥式逆变器；不控制整流单元的三相交流输入端a、b和c与所述移相多绕组整流变压器T的副边绕组相连，不控制整流单元的直流输出端与所述直流滤波电容C的正负极、单相桥式逆变器的直流电源端相连；同组的各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端依次串联。所述单相桥式逆变器包括：左、右逆变桥臂，各逆变桥臂包括：上、下IGBT模块，各IGBT模块的栅极与所述CPU单元相连。
在同一功率模块中，各上IGBT模块的发射极接下IGBT模块的集电极，各上IGBT模块的集电极接所述直流滤波电容C的正极，各下IGBT模块的发射极接所述直流滤波电容C的负极，左逆变桥臂中的上、下IGBT模块T1、T2的接点和右逆变桥臂中的上、下IGBT模块T3、T4的接点构成交流输出端；各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端设有与所述CPU单元相连的电流互感器，直流滤波电容C的正、负极之间设有与所述CPU单元相连的电压传感器。
当所述CPU单元测得一功率模块中的所述直流滤波电容C两端的电压即电容电压udc大于一欠压值UL并小于一次过压值UH2时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动该功率模块中的各IGBT模块；当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块；当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述过压值UH3，并大于一次过压值UH2，同时若CPU单元通过所述电流互感器测得该功率模块中的单相桥式逆变器的交流侧有电流流入左逆变桥臂，则CPU单元控制该功率模块中的所述左逆变桥臂中的上、下IGBT模块T1、T2分别截止和导通，同时控制各功率模块中的所述右逆变桥臂中的上、下IGBT模块T3、T4分别导通和截止；直至测得所述电容电压udc小于一设定允许值UH2，且大于所述欠压值UL时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动该功率模块中的各IGBT模块。
所述欠压值UL为电容电压正常值Udc的0.6-0.8倍，电容电压正常值Udc为所述移相多绕组整流变压器T的副边绕组输出电压的1.35倍，所述设定允许值UH1为所述电容电压正常值Udc的1.05-1.15倍，所述次过压值UH2为所述电容电压正常值Udc的1.16-1.25倍，所述过压值UH3为所述电容电压正常值Udc的1.26-1.35倍。
所述各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端设有旁路单元，该旁路单元包括：与所述单相桥式逆变器的交流输出端相连的整流电路、设于该整流电路的直流输出端的可控硅；该可控硅的门极与所述CPU单元相连。
当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块，同时控制所述可控硅导通，以旁路该功率模块。
各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端u、v相互串联，形成三相高压可控电源给大功率电动机M供电。通过对每个功率模块的PWM脉冲波形进行载波移相重组，可得到三相接近于正弦多电平PWM波形，如图3所示。这种波形正弦度好，du/dt小，对电缆和电机的绝缘无损坏，无须输出滤波器，就可以延长输出电缆长度，可直接变压器和生产线。当某一个功率模块出现故障时，通过控制旁路单元使输出端子短路，可将此单元旁路退出系统，变频器可降额继续运行；由此可避免很多场合下停机造成的损失。
当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3时，则CPU单元在封锁该功率模块组中的各IGBT模块的同时，或采用三相对称旁路方式控制其余各相的功率模块组中的相应个数的功率模块旁路，或采用中性点偏移方式控制中性点产生相应的偏移，以维持系统输出电压对称。
三相对称旁路方式，即三相均旁路掉相同数量的单元。如A相有2个单元故障时，需要同时旁路掉B、C相的正常单元各2个，来维持系统输出电压对称。
中性点偏移方式：由于级联型变频器三相的星型连接点悬浮而未与电动机中性点直接连接, 因此变频器供电时。真正起作用的是线电压而非相电压。当故障单元被旁路后，尽管各相电压大小不同，但通过调整各相电压之间的相位差(不再是1200)，使系统获得最大的对称线电压，此时变频器输出三相线电压中性点不再位于三相的物理连接点N，因此该方式被称为中性点偏移技术。
《江苏电机工程》2009年3月，第28卷第2期中的《对级联型高压变频器容错技术的研究》、北京利德华福电气技术有限公司的《高压变频调速系统HAR-SVERT-A系列技术手册》、美国专利文献US005986909A和Robicon公司的《空冷型完美无谐波系列新一代控制NBH高压变频器用户手册》等，公开了上述技术手段。
H桥功率模块串联式多电平方案的基本原理：
功率模块串联式多电平方案是将输入高压交流电经过一个隔离变压器变换成为一系列的低压电，再经过交一直一交低压变频后，在逆变侧串联叠加成为VvvF的高压交流电输出。
VVVF（Variable Voltage and Variable Frequency的缩写） 意为：可变电压、可变频率，也就是变频调速系统。 VVVF控制的逆变器连接电机，通过同时改变频率和电压，达到磁通恒定（可以用反电势/频率近似表征）和控制电机转速（和频率成正比）的目的，所以多应用在变频器中，属于工业自动化领域。
功率模块串联式多电平高压变频器的主电路结构如图1，三相高压交流电接到输入隔离变压器的一次侧，变压器的二次侧分为24个低压的中间交流电压输出，各路中间交流电压输出又各自经过各功率模块的整流和滤波成为中间直流信号，再加到各功率模块的逆变桥。整个电路有A、B、C三相组成，每一相由功能结构相同的8个功率模块叠加而成，各功率模块中的逆变桥可以工作在三种工作状态：输出正电压、负电压、零电压。图7为8个功率模块输出交流电压叠加后输出相电压的波形图。
每一相的8个单相逆变桥的两个输出端顺次相连，从而构成串联叠加的方式，控制每个功率模块的输出情况(控制各逆变桥输出的电压为正、负还是零以及相应功率模块输出的时间的长短)，经叠加后就可以得到一个接近正弦的多阶梯波，如图7所示。
功率模块的三相低压交流电输入信号经三相不控桥式整流电路整流后成为脉动直流电，再经电容组滤波为直流电压送到单相桥式逆变电路中，该逆变电路由4只IGBT组成，构成H桥结构。适当控制4只IGBT的开关次序，即可在每个单元的输出得到0V、±Ud(Ud为一个功率模块直流电压的幅值)共3个电压电平。
功率模块串联式多电平最大的优势之一就是其输入输出谐波小，其隔离变压器在设备中主要有三个功能：一是将输入高压变为低压，从而可以用低压的电力电子器件直接逆变而无需串联；二是起到高压和低压间以及低压各绕组间相互绝缘的作用，从而使得各低压单元的输出可以直接相串联而无需担心短路和环流的问题；三是可以通过将低压各绕组移相，变频器对电网基本上没有干扰。
功率模块串联式多电平变频器又称完美无谐波变频器，其性能达到甚至超过了IEEE—519国际谐波标准。该变频器对电网谐波污染小，输入功率因数高，不必采用输入滤波器和功率因数补偿装置。输出的波形好，不存在由谐波引起的电动机附加发热和转矩脉动、噪声、输出du／dt、共模电压等问题，可以使用普通的异步电动机。
三相逆变器拖动三相电动机时，一般采用的都是三相三线制，并且逆变器侧中性点和电动机绕组的中性点均不接地，故此不论逆变器的相电压输出信号如何变化，只要保证逆变器的线电压输出信号为正弦波，电动机的运行状态就不会发生变化。
基于载波调制的PWM方法是直接以三相的参考电压作为调制波来形成各个开关器件的驱动信号。它是将调制波与一定频率和幅值的载波(一般为三角波)进行比较，通过比较结果确定逆变器的输出电平，以获得开关器件的脉宽控制信号的调制方法。以正弦波作为调制波的正弦脉宽调制(SPWM)技术被普遍采用，典型的载波SPWM控制方法有三角载波层叠法和三角载波移相法等。
对于l电平逆变器，载波层叠法是指采用l-1个等幅值、同频率的三角波为载波，上下连续层叠，与同一正弦调制波进行比较，在采样时刻根据调制波与各个三角波的比较结果输出不同的电平，并决定对应开关管的开关状态。这类方法可以直接用在二极管箝位型多电平结构的控制。如果对每个三角载波之间的相位进行正相或反相的排列，可以派生出三种不同的调制方法，有同相层叠式、正负反相层叠式以及交替反相层叠式。
载波层叠法实现简单，但电压利用率低，且没有很好考虑中点电压的控制问题。通过在调制正弦波中注入零序分量的方法可以实现对中点电压平衡的优化，以及对提高电压利用率或降低开关损耗进行优化考虑。
载波移相法(Carrier Phase Shift SPWM，CPS-SPWM)在实际工业应用中使用较广，对于，电平逆变器，也是采用，l-1个三角载波与调制波进行比较，不同的是三角载波之间幅值和频率相同，而相互之间相差360°／l-1的相位角。这l-1个三角载波分别与调制波进行比较，生成相对独立的，l-1组PWM调制信号，去驱动l-1个功率模块，每一个单元控制就退化成两电平单元的PWM控制，各单元的输出叠加生成一个等效多电平PWM波形。
与其它PWM控制方法相比，载波移相法CPS-SPWM能够在任何调制比(或任何基波频率下)，输出电压保持相同的开关频率；而其与载波交替层叠法有着相同的谐波性能，前提是在一个基波周期内总的开关次数相同。由于各级单元桥的输出电压PWM波形基本保持一致，因此单元桥之间没有输出功率不平衡的问题；与主电路的模块化结构相一致，CPS-SPWM方式中针对各个单元的载波和调制波也呈现模块化的结构；对于同样的载波频率，CPS-SPWM方式输出电压的频率是载波频率的n倍(n为串联单元数，载波移相等于2π/n)。鉴于这些优点，特别是CPS-SPWM模块化的特点，现在CPS-SPWM方法已经成为H桥级联多电平逆变器的标准控制方法。
所述电容电压u dc可表示为直流分量
和交流分量之和，即
为方便说明直流电容电压保护过程，设置4个门槛值：UL < UH1 < UH2 < UH3。当u dc < UL时，认为功率模块欠压故障（可能由于熔断器、整流桥或直流短路故障等）；当UH1 < u dc < UH2时，二极管整流桥被截止而失去交流电源，直流回路过电压能量主要依靠功率器件的开关损耗等进行消耗；当UH2 < u dc < UH3时，投入如图4所示的控制策略；当u dc > UH3时，认为功率模块过压故障。当功率模块判到欠压故障和过压故障时，封锁功率模块所有IGBT模块（T1～T4）驱动逻辑，同时通过导通旁路回路退出运行。
图4为功率模块逆变脉冲逻辑图，电压比较电路测量直流回路电压u dc，当被测量值满足UH2 < u dc < UH3时，直流过电压判断逻辑L Uover由0翻转为1，L Uover通过非门与正常PWM脉冲的S L、S R，相与后将其封锁；通过判断交流电流i流向，按式(4)驱动对应的功率器件，使得直流测电容过压的多余能量向电动机主回路释放，使电压下降。反之，当被测量值满足UL < u dc < UH2时，直流过压判断逻辑L Uover翻转为0；使得PWM脉冲正常驱动功率器件。
当功率模块直流过压时，具体的功率器件IGBT（T1～T4）驱动逻辑分析如下。令S x 为x桥臂的开关函数，x = L, R（L—左桥臂、R—右桥臂）。为防止直流侧短路，同一桥臂的上下两管不能同时导通。当S x 为1时，x桥臂的上管导通，下管截止；当S x 为0时，x桥臂的上管截止，下管导通。
如图5(a)所示，假设交流侧电流i流入左桥臂的方向为正，并令L Idir为交流电流方向判断逻辑，则
令L Uover为直流侧电压u dc越限逻辑，则
则功率器件的开关控制策略可由正常的变频调速PWM控制逻辑S L和S R切换至
(4)
其中，x = L, R，y = L, R，且x ≠ y。从图5可知，当发生直流过压时，按式(4)进行控制，直流侧始终向交流侧释放能量以抑制过电压。
式(4)的含义：当直流电压满足UH1 < u dc < UH2时，切换至防止直流过压的驱动逻辑，此时通过判断交流侧电流i的流向，来决定驱动具体的器件，使得直流电容向电动机释放电能以降低电压。假设交流侧电流i流入左桥臂的方向为正，当i > 0时，开通T2和T3，封锁T1和T4；当i < 0时，开通T1和T4，封锁T2和T3。
当功率模块不发生欠压和过压故障的非故障状态下，即UL < u dc < UH3时，左、右桥臂的驱动逻辑可表示为
式(5)的含义：当直流电压满足UL < u dc < UH3时，左右桥臂的驱动逻辑由直流侧电压u dc越限逻辑L Uover和交流侧电流方向逻辑L Idir进行正常驱动逻辑和防止直流过压的驱动逻辑进行切换。当UH2 < u dc < UH3时，L Uover为1，
为0，将正常桥臂驱动S L和S R逻辑封锁，根据交流电流方向逻辑L Idir驱动具体器件，当L Idir为1时，桥臂驱动逻辑
为0；当L Idir为0时，桥臂驱动逻辑为1。当UL < u dc < UH2时，L Uover为0，
为1，桥臂驱动逻辑为正常的驱动逻辑S L和S R。
《浙江大学学报(工学版)》 1999年04期第343-348页的《移相式SPWM技术——一种新概念》公开的载波移相（Carrier Phase-Shifted，CPS）SPWM的基本思想为：在n单元级联型逆变器中，各单元采用共同的调制波信号U m，频率为f m。各变流器单元三角载波频率为k c f m，各单元三角载波相移2π/n，输出波形叠加后的总输出波形谐波含量大为降低。图8为A相3个功率单元（即功率模块）的CPS-PWM发生原理。其中，图8的上图部分是3组移相的三角波和调制波信号，中部图形是3各模块输出的二逻辑SPWM波形，下部图形是3个二逻辑SPWM波形之和。
《电工技术学报》2000年第6期中第18-22页的《电流型组合变流器相移SPWM技术的数学分析》给出了n单元级联型多电平逆变器的输出波形进行了详细的数学分析，其总的叠加输出为：
式中：F i (t)为第i个级联单元输出波形，ω为调制频率，φ为相位。对于幅值系数C Tk 分析如下：
基波部分：
式中：Q km为级联单元的调制波幅值。
载波谐波部分：
式中：k = nMk c，J 0(x)为零阶贝塞尔函数，表达式为：
当m为偶数时，C k = 0，所以载波频率次谐波为奇数次。
边带谐波部分：
其中：k = nMk c + j，J j (x)为j 阶贝塞尔函数，表达式为：
可见，级联型多电平逆变器的总输出为各单元输出电压代数和，等效载波频率扩大为n倍。因此，CPS-PWM已成为级联型拓扑的标准PWM技术，与其它PWM技术相比，拥有如下优势：
（1）在任意调制比M和任何频率f下，保证各单元具有相同的开关频率、输出电压和功率，而其它CD-PWM在调制比M降低时，会出现部分单元没有PWM电压输出，造成各个单元的输出功率不一致，输出电压的等效开关频率下降，谐波含量增加；
（2）对于同样的载波频率，CPS-PWM的输出电压的频率是载波频率的n倍（n单元级联时）；
（3）对于无中线三相对称系统，在三相电压中加入3倍次谐波时，不影响线电压电压波形。
Claims (3)
1.一种级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统，包括：移相多绕组整流变压器（T）、连接于该移相多绕组整流变压器（T）的副边绕组上的三个功率模块组（A1～A8、B1～B8、C1～C8）和CPU单元；
各功率模块组包括多个功率模块；各功率模块包括：不控制整流单元、直流滤波电容（C）和单相桥式逆变器；不控制整流单元的交流输入端与所述移相多绕组整流变压器（T）的副边绕组相连，不控制整流单元的直流输出端与所述直流滤波电容（C）的正负极、单相桥式逆变器的直流电源端相连；同组的各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端依次串联；
所述单相桥式逆变器包括：左、右逆变桥臂，各逆变桥臂包括：上、下IGBT模块，各IGBT模块的栅极与所述CPU单元相连；
在同一功率模块中，各上IGBT模块的发射极接下IGBT模块的集电极，各上IGBT模块的集电极接所述直流滤波电容（C）的正极，各下IGBT模块的发射极接所述直流滤波电容（C）的负极，左逆变桥臂中的上、下IGBT模块（T1、T2）的接点和右逆变桥臂中的上、下IGBT模块（T3、T4）的接点构成交流输出端；
各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端设有与所述CPU单元相连的电流互感器，直流滤波电容（C）的正、负极之间设有与所述CPU单元相连的电压传感器；其特征在于：
当所述CPU单元测得一功率模块中的所述直流滤波电容（C）两端的电压即电容电压udc大于一欠压值UL并小于一次过压值UH2时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动该功率模块中的各IGBT模块；
当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块；
当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述过压值UH3，并大于一次过压值UH2，同时若CPU单元通过所述电流互感器测得该功率模块中的单相桥式逆变器的交流侧有电流流入左逆变桥臂，则CPU单元控制该功率模块中的所述左逆变桥臂中的上、下IGBT模块（T1、T2）分别截止和导通，同时控制各功率模块中的所述右逆变桥臂中的上、下IGBT模块（T3、T4）分别导通和截止；直至测得所述电容电压udc小于一设定允许值UH1，且大于所述欠压值UL时，CPU单元以正常的PWM脉冲正常驱动该功率模块中的各IGBT模块；
所述欠压值UL为电容电压正常值Udc的0.6-0.8倍，电容电压正常值Udc为所述移相多绕组整流变压器（T）的副边绕组输出电压的1.35倍，所述设定允许值UH1为所述电容电压正常值Udc的1.05-1.15倍，所述次过压值UH2为所述电容电压正常值Udc的1.16-1.25倍，所述过压值UH3为所述电容电压正常值Udc的1.26-1.35倍。
2.根据权利要求1所述的级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统，其特征在于: 所述各功率模块中的单相桥式逆变器的交流输出端设有旁路单元，该旁路单元包括：与所述单相桥式逆变器的交流输出端相连的整流电路、设于该整流电路的直流输出端的可控硅；该可控硅的门极与所述CPU单元相连；
当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3，则CPU单元封锁该功率模块组中的各单相桥式逆变器中的各IGBT模块，同时控制所述可控硅导通，以旁路该功率模块。
3.根据权利要求2所述的级联型高压变频器的不控制整流单元的直流过压控制系统，其特征在于:当测得一功率模块中的所述电容电压udc小于所述欠压值UL，或大于一过压值UH3时，则CPU单元在封锁该功率模块组中的各IGBT模块的同时，或采用三相对称旁路方式控制其余各相的功率模块组中的相应个数的功率模块旁路，或采用中性点偏移方式控制中性点产生相应的偏移。
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