CN101499771A - 三相电源能量反馈三相电机变频调速驱动器 - Google Patents

三相电源能量反馈三相电机变频调速驱动器 Download PDF

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Abstract

一种三相电源能量反馈高功率因数三相电机变频调速电路，由四个部分组成，主整流器I，低相间整流器II，升降压变换器III和PWM变频正弦波发生器IV，系统无任何与输入三相电源或输出调速电源的基波或它们的谐波相关的储能元件，仅由升降压变换器以高频方式处理24％的平均输出或能量反馈功率，即实现了无论是正常电机驱动，还是能量回馈，均无向电网的谐波辐射，系统具有很好的稳定性。

Description

三相电源能量反馈三相电机变频调速驱动器
相关专利
本发明内容与中国专利CN1420611，美国专利US2005/0013146，中国专利2006100874256相关联。
技术领域
本发明涉及三相感应电机变频调速，尤其是一种高功率因数正向驱动，高功率因数能量反馈的三相感应电机变频调速电路，及类似的需要进行能量双向传输的电源。
背景技术部分
电动机负荷在电网中占有最大的比重，采用变频调速技术可节能降耗、改善控制性能，已在应用中取得了良好的应用效果和显著的经济效益。随着半导体功率器件技术的进步，基于脉宽调制技术(PWM)的变频调速已成为主流。但20年来大范围的推广应用却遇到了极大的障碍，技术上的问题是主要原因，其中最主要的是谐波和能量反馈，如不能很好的解决而在现有的技术基础上大范围推广应用，结果可能是灾难性的，无论是对电网环境还是设备自身。
三相PWM整流技术被普遍认为是解决上述问题最有前景的手段，在过去的几年产生了一些专利，如中国专利CN1949645A，CN101001053A，美国专利US20050093501，PCT专利PCT/JB2006/003334，PCT/US2005/033565等。其中很多的是在探索解决系统的稳定问题。三相PWM整流技术可以实现无谐波的高功率因数整流，同时也可实现能量的双向传送，但近年来并没有得到广泛的应用，普遍接受的原因是电路复杂、成本高。更为重要的原因是三相整流器的三相电流只有两个自由度，三相PWM整流技术的控制方式造成的控制条件多余，对系统稳定性的影响是根本的，更何况同一系统中多至6个以上PWM调制的互相影响。
若设电源装置的输出功率为1，中国专利CN1420611，2006100874256，美国专利US2005/0013146公开的方法与三相PWM整流技术相比，将整流过程中用高频开关方式处理功率的装置容量由5降至0.5，处理的平均功率由2降至0.24，并很好的解决了系统的稳定性问题，但能量只能前向传输。
发明内容
本发明的目的是在中国专利CN1420611，2006100874256，美国专利US2005/0013146公开的整流技术基础上，实现能量双向传输，以适应三相感应电机变频调速以及类似需要进行能量双向传输电源的需求。
为解决上述任务，本发明采用的解决方案是：将原正常三相电源的主整流电路中的三相桥由6只连接成三相桥形式的IGBT或其它可实现电流逆向流通的半导体开关器件取代，并联辅助补偿电路中的低相间整流器的6只半导体开关器件全部采用半导体双向开关，升压变换器中的两只二极管用IGBT或其它可实现电流逆向流通的半导体开关器件取代。改变后的电路即可以实现能量的双向流通。
如图1所示，主电路由四个部分组成，即主整流器I，低相间整流器II，升降压变换器III和PWM变频正弦波发生器IV。
稳态工作过程中无论能量的传输是前向的还是后向的，主整流器输出端的电压Vm都由输入的三相电和主整流器规范，其波形如图3所示，并且在工作中始终维持一个由三相电输入到主整流器的输出间的恒压低阻的电流通道。三相电动机是线性对称负荷，对三相电应是恒功率负荷，即便是在调速过程中。PWM变频正弦波发生器IV控制电动机，在升速或稳速的驱动状态时由主整流器输出端获取的电流波形如图4所示，方向是前向的，在降速的发电能量回馈状态时由主整流器输出端馈送的电流波形仍如图4所示，方向是后向的。在升速或稳速的驱动状态时，升降压变换器III工作于升压状态，控制由低相间整流器从三相电获取的电流波形如图5所示，在降速的发电能量回馈状态时，升降压变换器III工作于降压状态，控制由低相间整流器向三相电回馈的电流波形如图5所示。如此，由两个高阻的恒流源和一个低阻的恒压源构成的系统是很容易稳定的。
电路维持了将整流过程中用高频开关方式处理功率的装置容量与通常的PWM整流器相比由5降至0.5，处理的平均功率由2降至0.24，系统稳定的特长，同时实现了能量的双向传输。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细的说明：
图1：是本发明之电路原理框图，
图2：是三相电之电压波形，
图3：是三相整流后的电压波形，
图4：PWM变频正弦波发生器电流波形，
图5：是0到和
Figure A200810006950D0006153158QIETU
到0，升降压变换器强制的低相间整流器电流波形。
具体实施方式
图1为本发明之电路原理框图。本发明三相电源能量反馈三相感应电机变频调速电路包括主整流器I、低相间整流器II、升降压变换器III和PWM变频正弦波发生器IV。主整流器I由半导体IGBT开关管101，102，103，104，105，106和滤波电容107组成。滤波电容107大小的选取应使之对工频电压电流影响很小而对PWM频率的电能充分短路。低相间整流器II由半导体组合双向开关201，202，203，204，205，206和滤波电容207组成。滤波电容207大小的选取应使之对工频电压电流影响很小而且对PWM频率的电能充分短路。升降压变换器III由高频电感301和302，升压IGBT开关管303和降压IGBT开关管304、305组成，升压IGBT开关管303兼做降压续流二极管，降压IGBT开关管304、305兼做升压续流二极管。PWM变频正弦波发生器IV由半导体IGBT开关管401，402，403，404，405，406和被驱动电机407组成。
在主整流器I中，半导体IGBT开关管101的发射极与102的集电极连接，103的发射极与104的集电极连接，105的发射极与106的集电极连接，这三个连接点分别与三相电输入100的A、B、C三相连接，101、103和105的集电极连接起来作为主整流器的正极输出，102、104和106的发射极极连接起来作为主整流器的负极输出，滤波电容107的两端分别与主整流器的正负极输出连接。在低相间整流器II中，半导体组合双向开关201的一端与202的一端连接，203的一端与204的一端连接，205的一端与206的一端连接，这三个连接点分别与三相电输入100的A、B、C三相连接，201、203和205的另一端连接起来作为低相间整流器的正极输出，202、204和206的另一端连接起来作为低相间整流器的负极输出，滤波电容207的两端分别与低相间整流器的正负极输出连接。在升降压变换器III中，高频电感301和302的一端分别与低相间整流器II的正负极输出连接，高频电感301和302的另一端分别与兼做降压续流二极管的升压IGBT开关管303的集电极和发射极连接，升压IGBT开关管303的集电极还与兼做升压续流二极管的降压IGBT开关管304的发射极连接，升压IGBT开关管303的发射极还与兼做升压续流二极管的降压IGBT开关管305的集电极连接，降压IGBT开关管304的集电极和305的发射极分别与主整流器I的正负极输出连接。
在PWM变频正弦波发生器IV中，半导体IGBT开关管401的发射极与402的集电极连接，403的发射极与404的集电极连接，405的发射极与406的集电极连接，这三个连接点分别为频率可调的三相电输出与被驱动电机407三相输入连接，半导体IGBT开关管401、403和405的集电极连接起来与主整流器的正极输出连接，402、404和406的发射极极连接起来与主整流器的负极输出连接。
当电路工作于驱动电机的能量前向传输过程，主整流器I中的半导体IGBT开关管101，102，103，104，105，106可以维持常断不予控制，靠其体内的反并联二极管形成常规的整流桥。低相间整流器II中的半导体组合双向开关201，202，203，204，205，206则需进行控制。在一个完整2π周期中分12个节拍进行处理，针对在主整流电路I中被阻断的每相电过零前后的±
Figure A200810006950D00081
相位区间，使双向开关关断处于同极性的相电压绝对值大的相，使相电压绝对值小的相与异极性相整流给出直流电压。例如在图2中在
Figure A200810006950D00082
段(即图中a～b段)关断C相，让A相和B相整流给出直流电压，即使双向开关201和204导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00083
段(即图中b～c段)关断A相，让C相和B相整流给出直流电压，即使双向开关205和204导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00084
段(即图中c～d段)关断B相，让C相和A相整流给出直流电压，即使双向开关201和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00085
段(即图中d～e段)关断C相，让B相和A相整流给出直流电压，即使双向开关201和204导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00086
Figure A200810006950D00087
段(即图中e～f段)关断A相，让B相和C相整流给出直流电压，即使双向开关203和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00088
段(即图中f～g段)关断B相，让A相和C相整流给出直流电压，即使双向开关201和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00089
段(即图中g～h段)关断C相，让A相和B相整流给出直流电压，即使双向开关202和203导通，其余的都关闭；段(即图中h～i段)关断A相，让C相和B相整流给出直流电压，即使双向开关203和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D000811
段(即图中i～j段)关断B相，让C相和A相整流给出直流电压，即使双向开关202和205导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D000812
段(即图中j～k段)关断C相，让B相和A相整流给出直流电压，即使双向开关202和203导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D000813
段(即图中k～1段)关断A相，让B相和C相整流给出直流电压，即使双向开关204和205导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D000814
段(即图中1～m段)关断B相，让A相和C相整流给出直流电压，即使双向开关202和205导通，其余的都关闭。
此时，升降压变换器III工作于升压状态，降压IGBT开关管304、305做升压续流二极管，可持续关断。升压IGBT开关管303控制电路做PWM，控制向主整流器I的输出端注入电流，使得被阻断相有
Figure A200810006950D00091
或
Figure A200810006950D00092
的电流波形通过低相整流器II。
由半导体IGBT开关管401，402，403，404，405，406组成的PWM变频正弦波发生器IV工作于电流跟踪模式，只要向被驱动电机407输出的电流的是相差为
Figure A200810006950D0009153316QIETU
周期的正弦波，它从主整流器获取的便是恒定功率，电流波形便如图4所示，而三相电的每一相电流便都是标准的正弦波。
当电路工作于控制电机减速能量回馈过程时，工作原理与驱动电机的能量前向传输过程相同，电流的传输方向相反。
由半导体IGBT开关管401，402，403，404，405，406组成的PWM变频正弦波发生器IV工作于电流跟踪模式，只要从被减速电机407取出的电流的是相差为
Figure A200810006950D0009153316QIETU
周期的正弦波电流，它向主整流器回馈的便是恒定功率，电流波形便如图4所示。
在这个过程中，主整流器I的半导体IGBT开关管101，102，103，104，105，106必须进行控制。在图2中在
Figure A200810006950D00093
段(即图中a～b段)，使IGBT开关管105，104导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00094
段(即图中b～d段)使IGBT开关管101，104导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00095
Figure A200810006950D00096
段(即图中d～f段)使IGBT开关管101，106导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00097
段(即图中f～h段)使IGBT开关管103，106导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00098
段(即图中h～j段)使IGBT开关管102，103导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D00099
段(即图中j～1段)使IGBT开关管102，105导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950D000910
段(即图中1～m段)使IGBT开关管104，105导通，其余的都关闭。
此时，升降压变换器III工作于降压状态，升压IGBT开关管303做降压续流二极管，可持续关断。升压IGBT开关管304和305控制电路做PWM，控制由主整流器I的输出通过低相间整流器II向三相电的回馈电流波形，使得被阻断相有
Figure A200810006950D000911
或的电流波形。低相间整流器II的控制过程与电路工作于驱动电机的能量前向传输过程相同。
通过主整流器I向三相电的回馈电流应为由PWM变频正弦波发生器IV回馈的电流减除由升降压变换器III强制的通过低相间整流器II向三相电的回馈电流。三相电的每一相电流最终合成后便都是标准的正弦波。
实际的工作过程中无论是驱动状态还是能量回馈状态，都无需维持功率恒定，只需将实际需要的功率数值作为参量来确定PWM变频正弦波发生器的和升降压变换器的电流幅值进行控制即可。
还应说明的是在任意一个节拍的相位区间中，高频电感器301和302中只有其中之一工作于升压或降压电感状态，另一个两端电压近似为零。
当然，本发明之高功率因数能量反馈的三相感应电机变频调速电路并不拘限于所举实施例，如采用其它形式的电源开关、整流电路、升压变换器等，这些变化均落在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1、本发明涉及一种三相感应电机变频调速电路，尤其是一种三相电源高功率因数正向驱动，高功率因数能量反馈的三相感应电机变频调速电路，其特征在于：电路由四个部分组成，主整流器I，低相间整流器II，升降压变换器III和PWM变频正弦波发生器IV；所述的主整流器I由半导体IGBT开关管101，102，103，104，105，106和滤波电容107组成，低相间整流器II由半导体组合双向开关201，202，203，204，205，206和滤波电容207组成，升降压变换器III由高频电感301和302，升压IGBT开关管303和降压IGBT开关管304、305组成，升压IGBT开关管303兼做降压续流二极管，降压IGBT开关管304、305兼做升压续流二极管，PWM变频正弦波发生器IV由半导体IGBT开关管401，402，403，404，405，406和被驱动电机407组成。
2、根据权利要求1所述的三相电源能量反馈三相电机变频调速电路，其特征在于：在所述的主整流器I中，半导体IGBT开关管101的发射极与102的集电极连接，103的发射极与104的集电极连接，105的发射极与106的集电极连接，这三个连接点分别与三相电输入100的A、B、C三相连接，101、103和105的集电极连接起来作为主整流器的正极输出，102、104和106的发射极极连接起来作为主整流器的负极输出，滤波电容107的两端分别与主整流器的正负极输出连接；在所述的在低相间整流器II中，半导体组合双向开关201的一端与202的一端连接，203的一端与204的一端连接，205的一端与206的一端连接，这三个连接点分别与三相电输入100的A、B、C三相连接，201、203和205的另一端连接起来作为低相间整流器的正极输出，202、204和206的另一端连接起来作为低相间整流器的负极输出，滤波电容207的两端分别与低相间整流器的正负极输出连接；在所述的升降压变换器III中，高频电感301和302的一端分别与低相间整流器II的正负极输出连接，高频电感301和302的另一端分别与兼做降压续流二极管的升压IGBT开关管303的集电极和发射极连接，升压IGBT开关管303的集电极还与兼做升压续流二极管的降压IGBT开关管304的发射极连接，升压IGBT开关管303的发射极还与兼做升压续流二极管的降压IGBT开关管305的集电极连接，降压IGBT开关管304的集电极和305的发射极分别与主整流器I的正负极输出连接；在所述的PWM变频正弦波发生器IV中，半导体IGBT开关管401的发射极与402的集电极连接，403的发射极与404的集电极连接，405的发射极与406的集电极连接，这三个连接点分别为频率可调的三相电输出与被驱动电机407三相输入连接，半导体IGBT开关管401、403和405的集电极连接起来与主整流器的正极输出连接，402、404和406的发射极极连接起来与主整流器的负极输出连接。
3、根据权利要求1和2所述的三相电源能量反馈三相电机变频调速电路，其特征在于：在三相输入电源一个完整的2π周期中分为12个节拍，针对在所述的主整流电路I中被阻断的每相电过零前后的
Figure A200810006950C00031
相位区间，在所述的低相间整流器II中由所述的双向开关关断处于同极性的相电压绝对值大的相，使相电压绝对值小的相与异极性相整流给出直流电压，在0～
Figure A200810006950C00032
段关断C相，让A相和B相整流给出直流电压，即使双向开关201和204导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00033
段关断A相，让C相和B相整流给出直流电压，即使双向开关205和204导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00034
段关断B相，让C相和A相整流给出直流电压，即使双向开关201和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00035
段关断C相，让B相和A相整流给出直流电压，即使双向开关201和204导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00036
段关断A相，让B相和C相整流给出直流电压，即使双向开关203和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00037
段关断B相，让A相和C相整流给出直流电压，即使双向开关201和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00038
段关断C相，让A相和B相整流给出直流电压，即使双向开关202和203导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00039
段关断A相，让C相和B相整流给出直流电压，即使双向开关203和206导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C000311
段关断B相，让C相和A相整流给出直流电压，即使双向开关202和205导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C000312
段关断C相，让B相和A相整流给出直流电压，即使双向开关202和203导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C000313
段关断A相，让B相和C相整流给出直流电压，即使双向开关204和205导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C000314
段关断B相，让A相和C相整流给出直流电压，即使双向开关202和205导通，其余的都关闭；
当电路工作于驱动电机的能量前向传输过程时，所述的主整流器I中的半导体IGBT开关管101，102，103，104，105，106可以维持常断不予控制，靠其体内的反并联二极管形成常规的整流桥；此时，升降压变换器III工作于升压状态，降压IGBT开关管304、305做升压续流二极管，可以持续关断，升压IGBT开关管303控制电路做PWM，控制向主整流器I的输出端注入电流，使得被阻断相有
Figure A200810006950C000315
或
Figure A200810006950C000316
的电流波形；所述的由半导体IGBT开关管401，402，403，404，405，406组成的PWM变频正弦波发生器IV工作于电流跟踪模式，只要向被驱动电机407输出的电流是相差为
Figure A200810006950C00041
周期正弦波，三相电源的每一相电流便都是标准的正弦波；
当电路工作于控制电机减速能量回馈传输过程时，所述的由半导体IGBT开关管401，402，403，404，405，406组成的PWM变频正弦波发生器IV工作于电流跟踪模式，只要从被减速电机407取出的电流的是相差为
Figure A200810006950C00042
周期的正弦波，它向主整流器回馈的便是恒定功率，所述的主整流器I的半导体IGBT开关管101，102，103，104，105，106必须进行控制，在三相输入电源一个完整的2π周期中，在
Figure A200810006950C00043
段使IGBT开关管105，104导通，其余的都关闭； 段使IGBT开关管101，104导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00046
段使IGBT开关管101，106导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00047
段使IGBT开关管103，106导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C00048
段使IGBT开关管102，103导通，其余的都关闭；段使IGBT开关管102，105导通，其余的都关闭；
Figure A200810006950C000410
段使IGBT开关管104，105导通，其余的都关闭，所述的升降压变换器III工作于降压状态，所述的升压IGBT开关管303做降压续流二极管，可持续关断，升压IGBT开关管304和305控制电路做PWM，控制由主整流器I的输出通过低相间整流器II向三相电的回馈电流波形，使得被阻断相有
Figure A200810006950C000411
或
Figure A200810006950C000412
的电流波形；通过所述的主整流器I向三相电源的回馈电流应为由PWM变频正弦波发生器IV回馈的电流减除由升降压变换器III强制的通过低相间整流器II向三相电的回馈电流，三相电的每一相电流最终合成后便都是标准的正弦波。
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