CN100517927C - 三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路 - Google Patents

三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路 Download PDF

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Abstract

一种三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，包括主整流电路(I)和与之相并联的前馈式补偿电路(II)，主整流电路(I)包括三相桥(12)和滤波电容(13)，前馈式补偿电路(II)包括双向开关(15)、整流电路(16)、升压变换器(17)、输出电流采样(18)、控制电路(19)，前馈式补偿电路(II)在对应的相位区间按照顺序依次关断处于同极性的相电压绝对值大的相，使其余两相通过桥式整流电路(16)进行整流，并由升压变换器(17)输出适当的强制电流波形。这样仅需很小的功率，即可改善各相的电流波形，降低谐波失真，提高电源效率。

Description

三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及三相电源功率因数校正技术，尤其是一种并联前馈补偿式三相电源功率因数校正电路。
背景技术部分
美国专利US006043997A公开了一种三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，该电路包括一个主整流电路和一个升压开关，该校正电路连接在三相电的输入端和三相升压转换器的输出端之间，在三相升压转换器中，减少输入电流谐波失真的方法是，使用一个辅助电路，该电路包括第一、第二、第三，共三对辅助升压电感，它们连接在三相电的输入端和主整流电路之间，辅助电路还包括一个辅助升压开关，连接在第一、第二、第三的三相整流桥之后的辅助升压电感应圈和输出之间，这使得通过第一、第二、第三辅助升压电感的相位一致，所以能减少三相升压转换器的输入电流的谐波分量。该电路处于全功率处理状态、降低了电源效率、成本高。
发明内容
本发明的目的是提供一种三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，使电路有选择性地进行工作，使其不仅能降低电源的谐波分量，还能显著提高效率，降低成本。
为解决上述任务，本发明采用的解决方案是：在正常三相电源的主整流电路I上并联辅助的补偿电路II，这种补偿电路为前馈式补偿电路II。
主整流电路I包括三相桥12和滤波电容13；前馈式补偿电路II包括双向开关15、整流电路16、升压变换器17、输出电流采样18、控制电路19；图(2)中前馈式补偿电路II在一个完整的周期中分12个节拍工作，控制电路19控制双向开关15，分别在图1中在
Figure C0114001400061
段(即图中a～b段)关C相、
Figure C0114001400062
段(即图中b～c段)关A相、
Figure C0114001400063
段(即图中c～d段)关B相、
Figure C0114001400064
段(即图中d～e段)关C相、
Figure C0114001400065
段(即图中e～f段)关A相、
Figure C0114001400066
段(即图中f～g段)关B相、
Figure C0114001400067
段(即图中g～h段)关C相、
Figure C0114001400068
Figure C0114001400069
段(即图中h～i段)关A相、
Figure C01140014000610
段(即图中i～j段)关B相、
Figure C01140014000611
段(即图中j～k段)关C相、
Figure C01140014000612
段(即图中k～l段)关A相、
Figure C01140014000613
段(即图中l～m段)关B相，周而复始地循环，即，前馈式补偿电路II在对应的相位区间关断处于同极性两相中相电压绝对值大的相，使图(1)中三相电11中A相
Figure C01140014000614
段(即图中a～b段)与B相、C相的
Figure C01140014000615
段(即图中b～c段)与B相、C相的
Figure C01140014000616
段(即图中c～d段)与A相、B相的
Figure C01140014000617
段(即图中d～e段)与A相、B相的
Figure C01140014000618
段(即图中e～f段)与C相、A相的
Figure C01140014000619
段(即图中f～g段)与C相、A相的
Figure C01140014000620
段(即图中g～h段)与B相、C相的
Figure C0114001400071
段(即图中h～i段)与B相、C相的
Figure C0114001400072
段(即图中i～j段)与A相、B相的
Figure C0114001400073
段(即图中j～k段)与A相、B相的
Figure C0114001400074
段(即图中k～l段)与C相、A相的
Figure C0114001400075
段(即图中l～m段)与C相分别通过前馈式补偿电路II中的整流电路16给出直流电压，再由升压变换器17控制电流波形并注入到原三相桥式整流电路I的输出14中。换句话说就是，前馈式补偿电路II在一个完整的周期中分12个节拍工作，补偿电路II在对应的相位区间通过控制电路19按照顺序使双向开关15分别关断处于同极性的两相电中相电压绝对值大的相，绝对值小的相与异极性相通过桥式整流电路16输出直流，再经升压变换器17控制电流波形，升压注入到原三相桥12整流后的输出端14中。
由于上述解决方案采用了与主整流电路I相并联的前馈式补偿电路II，所以能显著降低电路中的谐波分量。未采用本电路前，三相电每相过零前后的
Figure C0114001400076
相位区间是不导通的，加入前馈式补偿电路II后，前馈式补偿电路II能产生一个强制电流波形(例如分别如图3和图4所示该相位之中的正弦波部分)，使得三相电每相过零前后的
Figure C0114001400077
相当于是导通的。经过前馈式补偿电路强制处理后，不影响主电路整流部分的电压波形，因此，输出电压和电流波形也不变。例如在图1中C相
Figure C0114001400078
段(即图中b～c段)，在前馈式补偿电路II中关断在该相位区间与C相处于同极性的A相，C相与B相通过整流电路16整流，升压变换器17强制的电流可如图3所示，与输出电流成比例的
Figure C0114001400079
相位区间正弦波形，升压后注入输出14。在该相位区间中，异极性B相同时通过主整流电路和辅助电路分别与A相和C相导通，C相无电流通过主整流电路，其通过前馈式补偿电路II强制给出的电流波形降低了同极性的A相对应相位区间的电流。其余11个节拍的工作原理完全相同。正是由于前馈式补偿电路II不仅补偿了
Figure C01140014000710
相位区间的电流缺失，而且改善了该时段内与之同极性相的电流波形，其结果是不改变整流器的输出电压电流波型，只是使两同极性相中相电压绝对值低的相有了适宜波形的电流，同时降低了相电压绝对值高的相的电流，所以使得谐波失真明显降低，电路工作效率很高。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细的说明：
图1：是三相电路之电压波形；
图2：是本发明之电路原理框图
图3和图4：分别是一个可选用的
Figure C01140014000711
到0，0到
Figure C01140014000712
强制电流波形
图5：是三相桥式整流后的电压波形
图6：是三相桥式整流后输出的电流波形(恒功率负载)
图7：是某一相桥式整流后无电容、无前馈式补偿电路II时的电流波形
图8：是某一相桥式整流后无电容、有前馈式补偿电路II时的电流波形
图9：是某一相桥式整流后有电容、无前馈式补偿电路II时的电流波形
图10：是某一相桥式整流后有电容、有前馈式补偿电路II时的电流波形
图11：是本发明第一个实施例的电路原理图
图12：是本发明第二个实施例的电路原理图
具体实施方式
图1为本发明之三相电源电压波形。在图2所示之电路原理框图中，主整流电路I和前馈式补偿电路II相并联，主整流电路I包括三相桥电路12和滤波电容13，三相电11与主整流电路I中的三相桥12输入端相连，三相桥12的输出端与滤波电容13相连，前馈式补偿电路II包括双向开关15、整流电路16、升压变换器17、输出电流采样18、控制电路19；前馈式补偿电路II中的双向开关15输入端与主整流电路I中的三相电11相连，双向开关15输出端与整流电路16的输入端相连，整流电路16的输出端与升压变换器17相连，控制电路19分别与三相电11、输出电流采样18的一端、双向开关15、升压变换器17相连，输出电流采样18的另一端连接在输出端14上；该电路工作时，前馈式补偿电路II在一个完整周期中分12个节拍进行处理，针对在主整流电路I中不导通的每相电过零前后的相位区间，由图2中控制电路19使双向开关15，分别在图1中在
Figure C0114001400082
段(即图中a～b段)关C相、段(即图中b～c段)关A相、段(即图中c～d段)关B相、
Figure C0114001400085
段(即图中d～e段)关C相、
Figure C0114001400086
段(即图中e～f段)关A相、段(即图中f～g段)关B相、段(即图中g～h段)关C相、
Figure C0114001400089
段(即图中h～i段)关A相、
Figure C01140014000810
Figure C01140014000811
段(即图中i～j段)关B相、
Figure C01140014000812
段(即图中j～k段)关C相、
Figure C01140014000813
段(即图中k～l段)关A相、段(即图中1～m段)关B相，即，前馈式补偿电路II在对应的相位区间关断处于同极性的相电压绝对值大的相，使三相电中A相
Figure C01140014000815
段(即图中a～b段)与B相、C相的
Figure C01140014000816
段(即图中b～c段)与B相、C相的
Figure C01140014000817
段(即图中c～d段)与A相、B相的
Figure C01140014000818
段(即图中d～e段)与A相、B相的段(即图中c～f段)与C相、A相的
Figure C01140014000820
段(即图中f～g段)与C相、A相的
Figure C01140014000821
段(即图中g～h段)与B相、C相的
Figure C01140014000822
段(即图中h～i段)与B相、C相的
Figure C01140014000823
段(即图中i～j段)与A相、B相的
Figure C01140014000824
段(即图中j～k段)与A相、B相的
Figure C01140014000825
段(即图中k～l段)与C相、A相的
Figure C01140014000826
段(即图中l～m段)与C相，分别通过前馈式补偿电路II中的桥式整流电路16给出直流电压，再由升压变换器17控制电流波形并注入到原三相桥式整流电路I的输出14中。经过如此处理，例如在图1的时段(即图中b～c段)，C相由无电流到有适宜波形的电流，A相的电流减小波形改善，B相电流略改善。如此的处理方案所需功率很少，电流波形明显改善，谐波失真明显降低。
图5至图10的电流波形的变化，可以看出前馈式补偿电路II对高次谐波的影响，具体如下：
三相电连接三相桥后其输出的典型电压波形如图5所示(参考)，如为恒功率负载，其输出的典型电流波形如图4所示。
三相电连接三相桥，在不加前馈式补偿电路，并且电容可以忽略不计时，其某一相的典型电流波形如图7所示，存在着高次谐波。
三相电连接三相桥，在加前馈式补偿电路II，并且电容可以忽略不计时，其某一相输出的典型电流波形如图8所示，电流中无高次谐波。
三相电连接三相桥，在不加前馈式补偿电路，并且有电容时，其某一相的典型电流波形如图8所示，电路依然存在着高次谐波。
三相电连接三相桥，在加前馈式补偿电路II，并且有电容时，其某一相的典型电流波形如图10所示，电流中的高次谐波同样明显减少。
在以上各图中，曲线A为比较用的标准正弦波，电流波形的幅值均按输出功率归一化确定。
在图11所示的具体实施例中，主整流电路I和前馈式补偿电路II相并联，主整流电路I为通常的三相桥式整流电路，包括三相桥12和滤波电容13；前馈式补偿电路II中的双向开关15为第一双向可控硅21、第二双向可控硅22、第三双向可控硅23，整流电路16为整流桥16，升压变换器17包括第一升压电感28、第二升压电感29、高频整流第一二极管24、第二二极管25和作为开关器件的开关管27，还有输出电流采样18和控制电路19，三相电11的A、B、C三相分别与主整流电路I中的三相桥12输入端相连，三相桥12的正负输出端与滤波电容13并联后连接到输出端14中；前馈式补偿电路II中的第三双向可控硅23、第二双向可控硅22、第一双向可控硅21的三个输入端分别与A、B、C三相电连接，第三双向可控硅23、第二双向可控硅22、第一双向可控硅21的三个输出端接前馈式补偿电路的整流桥16的输入端，整流桥16的正负输出端分别与第一升压电感28、第二升压电感29相连，第一升压电感28、第二升压电感29的输出端分别接第二二极管25的正极和第一二极管24的负极，第二二极管25的负极接输出14的正极，第一二极管24的正极接输出14的负极，同时第一升压电感28、第二升压电感29的输出端分别与起升压开关作用的开关管27的集电极和发射相连；前馈式补偿电路II中控制电路19包括触发电路30、第一相位检测端31、第二相位检测端32、第三相位检测端33，第一双向开关控制端34、第二双向开关控制端35、第三双向开关控制端36和输出电流检测端37，触发电路30连接到开关管27的栅极上，第一相位检测端31、第二相位检测端32、第三相位检测端33分别与三相电11的A、B、C三相电相连，第一双向开关控制端34、第二双向开关控制端35、第三双向开关控制端36分别与第一双向可控硅21、第二双向可控硅22、第三双向可控硅23的三个控制极相连，电流检测端37与输出电流采样18的一端相连，输出电流采样18的另一端连接到输出端14的正极；控制电路19通过输出电流采样18得到输出电流的幅值，用以确定升压变换器给出电流的幅值。这样，前馈式补偿电路II中控制电路19由三相输入11获得相位信号，在图1中的
Figure C0114001400091
段(即图中a～b段)关断第一双向可控硅21从而切断C相，A相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400092
段(即图中b～c段)关断第三双向可控硅23从而切断A相，C相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400093
段(即图中c～d段)关断第二双向可控硅22从而切断B相，C相与A相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400094
段(即图中d～e段)关断第一双向可控硅21从而切断C相，A相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400101
段(即图中e～f段)关断第三双向可控硅23从而切断A相，C相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400102
段(即图中f～g段)关断第二双向可控硅22从而切断B相，C相与A相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400103
段(即图中g～h段)关断第一双向可控硅21从而切断C相，A相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400104
段(即图中h～i段)关断第三双向可控硅23从而切断A相，C相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400105
段(即图中i～j段)关断第二双向可控硅22从而切断B相，C相与A相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400106
段(即图中j～k段)关断第一双向可控硅21从而切断C相，A相与B相通过桥式整流电路16)给出直流电压到升压变换器17，在
Figure C0114001400107
Figure C0114001400108
段(即图中k～l段)关断第三双向可控硅23从而切断A相，C相与B相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，在段(即图中l～m段)关断第二双向可控硅22从而切断B相，C相与A相通过桥式整流电路16给出直流电压到升压变换器17，如此循环往复，该相位信号同时决定了升压变换器给出电流的相位。即，前馈式补偿电路II在对应的相位区间按照顺序依次关断处于同极性的相电压绝对值大的相，使其余两相通过桥式整流电路16进行整流，并由升压变换器17输出适当的强制电流波形。
还应说明的是在任意一个节拍的相位区间中，第一电感器28和第二电感器29中只有其中之一工作于升压电感状态，另一个两端电压近似为零，在图1中的a、c、e、g、i、k、m点第一电感器28和第二电感器29状态转换，恰好强制电流波形在这些点归零，在b、d、f、h、j、l点第一电感器28和第二电感器29状态不变，而需关断和将要导通的双向可控硅恰好是与工作于升压电感状态的电感串通，以上为双向可控硅的过零关断带来极大的方便。
在图12所示的具体实施例中，电路的工作原理与图11所示电路相同，图12中，主整流电路I和前馈式补偿电路II相并联，主整流电路I为通常的三相桥式整流电路，包括三相桥12和滤波电容13；前馈式补偿电路II中的双向开关15为第一双向可控硅21、第二双向可控硅22、第三双向可控硅23，整流电路16为整流桥16，升压变换器17为反激式升压变换器，升压变换器包括IGBT开关管27、变压器38，二极管26，还有输出电流采样18和控制电路19，三相电11的A、B、C三相分别与主整流电路I中的三相桥12输入端相连，三相桥12的正负输出端与滤波电容13并联后连接到输出端14中；前馈式补偿电路II中的第一双向可控硅21、第二双向可控硅22、第三双向可控硅23的三个输入端分别与A、B、C三相电连接，第三双向可控硅23、第二双向可控硅22、第一双向可控硅21的三个输出端接前馈式补偿电路的整流桥16的输入端，整流桥16的正极与变压器38的初级线圈一端连接，变压器38初级线圈的另一端接与起升压开关作用的开关管27的集电极，再经发射极与整流桥16的负极相连，二极管26的负极接在输出端14的正极上，二极管26正极与变压器38的次级线圈一端连接，变压器38的次级线圈的另一端接在输出端14的负极上，控制电路19包括触发电路30、第一相位检测端31、第二相位检测端32、第三相位检测端33，第一双向开关控制端34、第二双向开关控制端35、第三双向开关控制端36和输出电流检测端37，触发电路30连接到开关管27的栅极上，第一相位检测端31、第二相位检测端32、第三相位检测端33分别与三相电11的A、B、C三相电相连，第一双向开关控制端34、第二双向开关控制端35、第三双向开关控制端36分别与第一双向可控硅21、第二双向可控硅22、第三双向可控硅23的三个控制极相连，电流检测端37与输出电流采样18的一端相连，输出电流采样18的另一端连接到输出端14的正极；控制电路19通过输出电流采样18得到输出电流的幅值，用以确定升压变换器给出电流的幅值。
当然，本发明之三相电并联前馈补偿式功率因数校正电路并不拘限于所举实施例，如采用其它形式的电源开关15、整流电路16、升压变换器17、输出电流采样18、控制电路19等，这些变化均落在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1、一种三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，包括三相主整流电路(I)和前馈式补偿电路(II)，其特征在于：所述的三相主整流电路(I)包括三相电输入(11)、三相桥(12)、滤波电容(13)和输出端(14)，所述的前馈式补偿电路(II)包括双向开关(15)、整流电路(16)、升压变换器(17)、输出电流采样电路(18)、控制电路(19)；所述的三相电输入(11)与所述的主整流电路(I)中三相桥(12)的输入端相连，所述的三相桥(12)的输出端与所述的滤波电容(13)相连，并且与所述的输出端(14)相连，所述的三相电输入(11)还与所述的前馈式补偿电路(II)中的双向开关(15)输入端相连，所述的双向开关(15)的输出端与所述的整流电路(16)的输入端相连，所述的整流电路(16)的输出端与所述的升压变换器(17)的输入端相连，所述的升压变换器(17)的输出端与所述的输出端(14)相连，构成所述的前馈式补偿电路(II)与所述的主整流电路(I)并联，所述的控制电路(19)分别与所述的三相电输入(11)、输出电流采样电路(18)的一端、双向开关(19)、升压变换器(17)相连，所述的输出电流采样电路(18)的另一端连接在所述的输出端(14)的一端上。
2、根据权利要求1所述的三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，其特征在于：在一个完整的周期中分12个节拍，所述的前馈式补偿电路(II)中的双向开关(15)在所述的控制电路(19)的控制下，分别关断在该节拍的相位区间处于同极性的相电压绝对值大的相，绝对值小的相与异极性相通过所述的整流电路(16)输出直流，再经所述的升压变换器(17)控制电流波形，升压注入到所述的输出端(14)；所述的三相电(11)的三个相分别为A相、B相、C相，且A相的起始相位点为零，B相比A相延迟
Figure C011400140002C1
C相比B相延迟
Figure C011400140002C2
所述的前馈式补偿电路(II)在一个完整周期中分12个节拍进行处理，针对在所述的主整流电路(I)中不导通的每相电过零前后相位区间，所述的控制电路(19)使所述的双向开关(15)，分别在
Figure C011400140002C4
段关C相、
Figure C011400140002C5
段关A相、
Figure C011400140002C6
段关B相、
Figure C011400140002C7
段关C相、段关A相、
Figure C011400140002C9
段关B相、
Figure C011400140002C10
Figure C011400140002C11
段关C相、
Figure C011400140002C12
段关A相、
Figure C011400140002C13
段关B相、
Figure C011400140002C14
段关C相、
Figure C011400140002C15
段关A相、
Figure C011400140002C16
段关B相，周而复始地循环，即，所述的前馈式补偿电路(II)在对应的相位区间关断所述的三相电(11)中处于同极性两相中的相电压绝对值大的相，使三相电中处于同极性两相中相电压绝对值小的相与异极性的相，既，使所述的三相电(11)中A相的
Figure C011400140002C17
段与B相、C相的 段与B相、C相的段与A相、B相的
Figure C011400140002C21
段与A相、B相的
Figure C011400140002C22
Figure C011400140002C23
段与C相、A相的
Figure C011400140002C24
段与C相、A相的
Figure C011400140002C25
段与B相、C相的
Figure C011400140002C26
Figure C011400140003C1
段与B相、C相的段与A相、B相的段与A相、B相的
Figure C011400140003C4
Figure C011400140003C5
段与C相、A相的
Figure C011400140003C6
段与C相，分别通过所述的前馈式补偿电路(II)中的整流电路(16)给出直流电压，再由所述的升压变换器(17)控制所述的整流电路(16)输出的电流波形，并注入到所述的三相主整流电路(I)的输出端(14)中，此输出端也是整个功率因数校正电路的输出端。
3、根据权利要求1所述三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，其特征在于：所述的前馈式补偿电路(II)中的双向开关(15)为第一双向可控硅(21)、第二双向可控硅(22)、第三双向可控硅(23)，整流电路(16)为整流桥(16)，所述的升压变换器(17)包括第一升压电感(28)、第二升压电感(29)、高频整流第一二极管(24)、第二二极管(25)和作为开关器件的开关管(27)；所述的三相电(11)的A、B、C三相分别与所述的主整流电路(I)中的三相桥(12)输入端相连，所述的三相桥(12)的正负输出端与所述的滤波电容(13)并联后连接到所述的整个功率因数校正电路的输出端(14)中；所述的前馈式补偿电路(II)中的第三双向可控硅(23)、第二双向可控硅(22)、第一双向可控硅(21)的三个输入端分别与所述的三相电(11)的A、B、C三相电连接，所述的第三双向可控硅(23)、第二双向可控硅(22)、第一双向可控硅(21)的三个输出端分别接所述的前馈式补偿电路(II)的整流桥(16)的输入端，所述的整流桥(16)的正负输出端分别与所述的第一升压电感(28)、第二升压电感(29)相连，所述的第一升压电感(28)、第二升压电感(29)的输出端分别接所述的第二二极管(25)的正极和所述的第一二极管(24)的负极，所述的第二二极管(25)的负极接所述的输出端(14)的正极，所述的第一二极管(24)的正极接所述的输出端(14)的负极，同时所述的第一升压电感(28)、第二升压电感(29)的输出端分别与所述的起升压开关作用的开关管(27)的集电极和发射极相连；所述的前馈式补偿电路(II)中控制电路(19)包括触发电路(30)、第一相位检测端(31)、第二相位检测端(32)、第三相位检测端(33)、第一双向开关控制端(34)、第二双向开关控制端(35)、第三双向开关控制端(36)和输出电流检测端(37)，所述的触发电路(30)连接到所述的开关管(27)的栅极上，所述的第一相位检测端(31)、第二相位检测端(32)、第三相位检测端(33)，分别与所述的三相电(11)的A、B、C三相电相连，所述的第一双向开关控制端(34)、第二双向开关控制端(35)、第三双向开关控制端(36)分别与所述的第一双向可控硅(21)、第二双向可控硅(22)、第三双向可控硅(23)的三个控制极相连，所述的电流检测端(37)与所述的输出电流采样(18)的一端相连，所述的输出电流采样(18)的另一端连接到所述的整个功率因数校正电路的输出端(14)的正极；所述的控制电路(19)通过所述的输出电流采样(18)得到整个功率因数校正电路的输出电流的幅值，用以确定所述的升压变换器(17)给出电流的幅值；这样，所述的前馈式补偿电路(II)中控制电路(19)由所述的三相电(11)获得相位信号，在
Figure C011400140003C7
段关断所述的第一双向可控硅(21)从而切断C相，A相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在段关断所述的第三双向可控硅(23)从而切断A相，C相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C1
Figure C011400140004C2
段关断所述的第二双向可控硅(22)从而切断B相，C相与A相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C3
段关断所述的第一双向可控硅(21)从而切断C相，A相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C4
段关断所述的第三双向可控硅(23)从而切断A相，C相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C5
段关断所述的第二双向可控硅(22)从而切断B相，C相与A相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C6
段关断所述的第一双向可控硅(21)从而切断C相，A相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C7
Figure C011400140004C8
段关断所述的第三双向可控硅(23)从而切断A相，C相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在段关断所述的第二双向可控硅(22)从而切断B相，C相与A相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C10
段关断所述的第一双向可控硅(21)从而切断C相，A相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C11
段关断所述的第三双向可控硅(23)从而切断A相，C相与B相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，在
Figure C011400140004C12
段关断所述的第二双向可控硅(22)从而切断B相，C相与A相通过所述的整流电路(16)给出直流电压到所述的升压变换器(17)，如此循环往复，即，所述的前馈式补偿电路(II)在对应的相位区间按照顺序依次关断所述的三相电(11)中处于同极性的相电压绝对值大的那一相，使其余两相通过所述的整流电路(16)进行整流，并由所述的升压变换器(17)输出适当的强制电流波形以使得所述的三相电(11)的A相电压与A相电流波形，B相电压与B相电流波形，C相电压与C相电流波形分别保持相同的正弦波形状。
4、根据权利要求3所述的三相电源并联前馈补偿式功率因数校正电路，其特征在于：所述的前馈式补偿电路(II)中的升压变换器(17)为反激式升压变换器；所述的反激式升压变换器由变压器(38)，开关管(27)和次级快速整流二极管(27)组成；所述的整流桥(16)的正极与所述的变压器(38)的初级线圈一端连接，所述的变压器(38)初级线圈的另一端接与所述的开关管(27)的集电极，再经发射极与所述的整流桥(16)的负极相连，所述的二极管(26)的负极接在所述的输出端(14)的正极上，正极与所述的变压器(38)的次级线圈一端连接，所述的变压器(38)的次级线圈的另一端接在所述的输出端(14)的负极上，所述的控制电路(19)通过相位检测和所述的输出电流采样(18)得到的输出电流幅值，确定升压变换器给出电流的幅值。
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