CN116961400A - 无输入二极管的高效无桥降压型pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，涉及PFC变换器技术领域；该PFC变换器拓扑结构包括开关管S1、开关管S2、二极管D1、二极管D2、变压器T、输出电容Co、输出电感L1、输出电感L2；开关管S1、输出电感L1、二极管D1组成Buck变换单元，所述Buck变换单元与开关管S2、输出电容Co、变压器T、输出电感L2、二极管D2，用于交流输入正半周期内的电能变换；开关管S2、输出电感L2、二极管D2组成Buck‑boost变换单元，所述Buck‑boost变换单元与开关管S1、二极管D1、变压器T、输出电容Co，用于交流输入负半周期内的电能变换；Buck变换单元与Buck‑boost变换单元用于实现正、负双极性的交流输入，单极性的直流输出。本发明中PFC变换器消除了负半周期的电流死区，具有高PF和低THDi。

Description

无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器
技术领域
本发明属于PFC变换器技术领域，尤其涉及无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器。
背景技术
目前，AC电网为现代社会主要的供电方式。当负载侧为直流供电要求时，需要将电网AC转换成DC直流负载。但是，由于系统中存在众多的非线性器件，使得系统的输入电流存在畸变而影响了整体系统的正常运行。因此，功率因数校正(power factor correction,PFC)技术凭借能将畸变电流校正为正弦电流的功能而得到大规模应用。采用有源功率因数校正的PFC变换器可以采用更小的体积与重量以降低输入电流的总谐波含量(totalharmonic distortion of current,THDi)，因此在对重量和体积敏感的应用场合中得到更多关注。
目前，升压型PFC变换器是最广泛使用的PFC变换器类型，其主要以升压(boost)拓扑为基础，结合输入整流桥构成PFC变换器。但是boost PFC变换器输出电压为380或者400V，对于输出仅为48V或20V的电池组充电器、笔记本电脑适配器等低压应用场合，需要加入额外的一级隔离直流变换器，增加了系统成本与变换复杂性。因此，近年来，降压型(Buck)PFC变换器得到较多关注与应用，非常适用于低压输出场合。
传统Buck PFC拓扑如图1所示。交流输入vin经二极管整流桥整流成馒头波Vg，再通过可控开关管S的通断，实现输出Vo的调节以及输入电流Iin的正弦化。但是，如图2所示，传统Buck PFC变换器存在输入电流死区现象，影响了输入电流THDi与PF值。具体地，在正半周期，当输入电压vin高于输出电容电压Vo时，开关管S1才有电流通过；当输入电压vin低于Vo时，由于降压电路自身工作特性原因，输入电流并不流入变换器即使开关管导通。
这种由Buck PFC变换器固有特性导致的输入电流死区现象会降低变换器的效率(输入电流峰值更大，通流损耗更大)，同时也导致变换器高THDi值和低PF值，限制了变换器的应用场合。
结合上述，Buck PFC变换器在大功率应用场合有两个问题。问题一，由于Buck PFC变换器固有的输入电流死区问题，影响了其输入PF值与THDi值，限制了其在大功率场合的应用。问题二，在大功率应用场景下，由于二极管整流桥的存在，Buck PFC变换器总是有三个半导体管(其中两个在二极管整流桥中)导通，影响了变换器整体的效率。
发明内容
本发明的目的在于提供无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，以解决上述背景技术中提出的现有技术中Buck PFC变换器在大功率应用场合时存在具有输入电流死区和降低变换器整体效率等问题。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案实现：
无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，所述PFC变换器拓扑结构包括开关管S1、开关管S2、二极管D1、二极管D2、变压器T、输出电容Co、输出电感L1、输出电感L2；
所述开关管S1、输出电感L1、二极管D1组成Buck变换单元，所述Buck变换单元与开关管S2、输出电容Co、变压器T、输出电感L2、二极管D2，用于交流输入正半周期内的电能变换；
所述开关管S2、输出电感L2、二极管D2组成Buck-boost变换单元，所述Buck-boost变换单元与开关管S1、二极管D1、变压器T、输出电容Co，用于交流输入负半周期内的电能变换；
所述Buck变换单元与Buck-boost变换单元用于实现正、负双极性的交流输入，单极性的直流输出。
优选地，交流输入侧的一端与开关管S1的源极连接，交流输入侧的另一端与开关管S2的源极相连；
开关管S1的漏极分别与二极管D1的阴极、变压器T原边的异名端、输出电感L1的一端连接；
开关管S2的漏极分别与二极管D2的阴极、变压器T副边的异名端、输出电感L2的一端连接；
二极管D1的阳极分别与输出电感L2的另一端、变压器T副边的同名端连接；
输出电感L1的另一端与变压器T原边的同名端、输出电容Co的正极、负载的一端相连，二极管D2的阳极与输出电容Co的负极、负载的另一端相连。
优选地，所述PFC变换器的输出电压Vo采样信号与输出参考电压Vo,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动两个开关管S1、开关管S2。
无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，其控制方法包括：
工作模态1：开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过开关管S1、输出电容Co、二极管D2、开关管S2向输出电感L1充能，输出电感L2通过变压器T进行充能，电感电流iL1和电感电流iL2线性上升，开关管S1的电流与电感电流iL1的幅值相同，方向相同；二极管D2提供回流电流通路；
工作模态2：开关管S1和开关管S2关断，二极管D1导通，存储于输出电感L1和输出电感L2的能量向负载端供能，电感电流iL1和电感电流iL2线性下降；
工作模态3：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1和电感电流iL2下降到0并保持为0，二极管D1关断，输出电容Co向负载端供能；
工作模态4：开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过开关管S2、二极管D1、开关管S1向输出电感L2充能，输出电感L1通过变压器T进行充能，电感电流iL1和电感电流iL2线性上升，开关管S2的电流与电感电流iL2的幅值相同，方向相同；输出电容Co为负载供能；
工作模态5：开关管S1和开关管S2关断，二极管D2导通，存储于输出电感L1和输出电感L2的能量经过二极管D2向负载端供能，电感电流iL1和电感电流iL2线性下降；
工作模态6：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1和电感电流iL2下降到0并保持为0，二极管D2关断，输出电容Co向负载端供能。
与现有的传统Buck PFC变换器相比，本发明的有益效果是：
(1)、本发明中PFC变换器的输入电压vin负半周期通路使用Buck-boost单元，消除了负半周期的电流死区，使变换器相较于现有传统Buck PFC在相对更高的输出电压下仍然具有高PF和低THDi。
(2)、本发明中PFC变换器实现完全消去了传统二极管整流桥，进一步提高了变换器效率。
(3)、本发明中PFC变换器仍然可以采用单电压环控制实现PFC功能与输出电压调节，并且可以用相同的驱动信号控制两个开关管以简化控制电路。由于PDF变换器拓扑中二极管的存在，输入电压不会因两个开关管同时导通而短路，两个开关管可用同一驱动，简化了电路的控制。
附图说明
图1为现有技术中传统Buck PFC变换器拓扑图；
图2为现有技术中传统Buck PFC变换器在交流输入半个工频周期内的输入电压、电流波形图；
图3为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器拓扑图；
图4为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的工作模态1等效电路图；
图5为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的工作模态2等效电路图；
图6为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的工作模态3等效电路图；
图7为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的工作模态4等效电路图；
图8为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的工作模态5等效电路图；
图9为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的工作模态6等效电路图；
图10为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入正半周期的一个开关周期内的关键器件波形图；
图11为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器在交流输入负半周期的一个开关周期内的关键器件波形图；
图12为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器的控制实现原理图；
图13为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器的驱动信号图；
图14为本发明中无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器的PSIM仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1：
参阅图3，无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，其主要包括开关管S1、开关管S2，二极管D1、二极管D2，变压器T，输出电容Co，输出电感L1、输出电感L2。
由于Buck变换单元与Buck-boost变换单元均只能处理单极性的输入，因此为实现双极性交流电能变换为单极性直流电输出，分别配置两路变换单元实现正、负双极性的交流输入，单极性直流输出。
图3中，开关管S1、电感L1、二极管D1为Buck变换单元，与开关管S2、输出电容Co、变压器T、电感L2、二极管D2，实现交流输入正半周期内的电能变换。由于交流输入正半周期仍然使用了Buck变换单元，因此当输入电压vin小于输出电压Vo时，Buck变换单元无法实现降压变换，导致该阶段输入电流仍然存在死区。
图3中，开关管S2、电感L2、二极管D2为Buck-boost变换单元，与开关管S1、二极管D1、变压器T、输出电容Co，实现交流输入负半周期内的电能变换。由于该阶段使用了Buck-boost变换单元，因此输入电流不在由于输入电压与输出电压的大小关系而存在死区。
注意，当变换器工作在电感电流断续导电模式(discontinue conduction mode,DCM)时，与其他类型PFC变换器一样，该变换器需要配置差模(differential mode,DM)电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波器，为说明本发明关键部分，本发明并未在此给出。
本实施例中，交流输入侧的一端与开关管S1的源极连接，交流输入侧的另一端与开关管S2的源极相连。开关管S1的漏极分别与二极管D1的阴极、变压器T原边的异名端、输出电感L1的一端连接。开关管S2的漏极分别与二极管D2的阴极、变压器T副边的异名端、输出电感L2的一端连接。二极管D1的阳极分别与输出电感L2的另一端、变压器T副边的同名端连接。输出电感L1的另一端与变压器T原边的同名端、输出电容Co的正极、负载的一端相连。二极管D2的阳极与输出电容Co的负极、负载的另一端相连。
参阅图4-11，以下对工作模态进行介绍。
工作模态1[0,d1TS]：该阶段，开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过开关管S1、输出电容Co、二极管D2、开关管S2向L1充能，输出电感L2通过变压器T进行充能，电感电流iL1和电感电流iL2线性上升，开关管S1的电流与电感电流iL1的幅值相同，方向相同。二极管D2提供回流电流通路。
工作模态2[d1TS,d2TS]：开关管S1和开关管S2关断，二极管D1导通，存储于输出电感L1和输出电感L2的能量向负载端供能，电感电流iL1和电感电流iL2线性下降。
工作模态3[d2TS,TS]：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1和电感电流iL2下降到0并保持为0，二极管D1关断，输出电容Co向负载端供能。
工作模态4[0,d1TS]：开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过开关管S2、二极管D1、开关管S1向输出电感L2充能，输出电感L1通过变压器T进行充能，电感电流iL1和电感电流iL2线性上升，开关管S2的电流与电感电流iL2的幅值相同，方向相同。输出电容Co为负载供能。
工作模态5[d1TS,d2TS]：开关管S1和开关管S2关断，二极管D2导通，存储于输出电感L1和输出电感L2的能量经过二极管D2向负载端供能，电感电流iL1和电感电流iL2线性下降。
工作模态6[d2TS,TS]：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1和电感电流iL2下降到0并保持为0，二极管D2关断，输出电容Co向负载端供能。
参阅图12-13，由于本发明无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器拓扑中二极管的存在，输入电压不会因两个开关管同时导通而短路，两个开关管可用同一驱动，简化了电路的控制。具体控制方法如下：输出电压Vo采样信号与输出参考电压Vo,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号可用于直接驱动两个开关管S1、S2。
变换器仿真结果：
为验证本发明中AC-DC电能变换电路可行性，采用了PSIM仿真软件对该电路进行了仿真验证。具体参数：交流输入采用正弦信号拟合，交流电压峰值为311V，频率为50Hz，输出电感L1为100uH，输出电感L2为150uH，输出电容Co为1980uF，输出电压为200V，负载为266Ω，功率为150W，开关频率为50kHz，PI参数中P为2，I为400。另外，为保证输入电流为连续量，需要和现有Buck PFC变换器一样，在输入侧加入电磁滤波电感Lf与输入电容Cf，分别设置为Lf＝2.2mH、Cf＝0.1uF。
图14为PFC变换器的关键器件波形仿真图。由图14可知，在交流输入峰值311V、频率50Hz的情况下，本发明的无桥降压型变换器实现了200V的稳压输出。且开关管S1、开关管S2同时在输入电压vin的正负半周期工作，实现了无整流桥时的AC-DC变换运行。而且，各器件仿真波形稳定，表明了变换器能稳定运行工作，各器件的仿真波形与图14所示的理论波形相一致。
为了对比说明本发明变换器拓扑的性能优势，依据上述仿真参数对传统Buck PFC变换器进行了仿真。传统Buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为311Vac，输出直流电压为200V，输出电容为1980uF，电感为100uH，电磁滤波电感Lf为2.2mH，输入电容Cf为0.1uf，开关频率为50kHz，输出功率为150W，并且均采用相同的PI控制参数(P＝2，I＝400)。
表1给出了传统Buck PFC变换器与本发明申请的无桥降压型PFC变换器的PF值、THDi与各次输入电流谐波的对比。可以看到，相比传统Buck PFC变换器，本发明中变换器具有明显更高的PF值、更低的THDi与各次输入电流谐波。
表1传统Buck PFC与所发明的变换器性能对比
根据上述理论分析与仿真结果可以看出，本发明所提出的无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，完全消去了二极管整流桥，且其仍然可以采用简单的单电压闭环控制实现稳定运行与功率因数校正。并且，相比于传统Buck PFC变换器，本发明通过在负半周期通路使用buck-boost单元，消除了负半周期的电流死区，在简单的单电压环控制下，实现了更高PF与更低THDi性能。
以上所述，仅用于帮助理解本发明的方法及其核心要义，但本发明的保护范围并不局限于此，对于本技术领域的一般技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (4)

1.无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，其特征在于，
所述PFC变换器拓扑结构包括开关管S1、开关管S2、二极管D1、二极管D2、变压器T、输出电容Co、输出电感L1、输出电感L2；
所述开关管S1、输出电感L1、二极管D1组成Buck变换单元，所述Buck变换单元与开关管S2、输出电容Co、变压器T、输出电感L2、二极管D2，用于交流输入正半周期内的电能变换；
所述开关管S2、输出电感L2、二极管D2组成Buck-boost变换单元，所述Buck-boost变换单元与开关管S1、二极管D1、变压器T、输出电容Co，用于交流输入负半周期内的电能变换；
所述Buck变换单元与Buck-boost变换单元用于实现正、负双极性的交流输入，单极性的直流输出。
2.根据权利要求1所述的无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，其特征在于，
交流输入侧的一端与开关管S1的源极连接，交流输入侧的另一端与开关管S2的源极相连；
开关管S1的漏极分别与二极管D1的阴极、变压器T原边的异名端、输出电感L1的一端连接；
开关管S2的漏极分别与二极管D2的阴极、变压器T副边的异名端、输出电感L2的一端连接；
二极管D1的阳极分别与输出电感L2的另一端、变压器T副边的同名端连接；
输出电感L1的另一端与变压器T原边的同名端、输出电容Co的正极、负载的一端相连，二极管D2的阳极与输出电容Co的负极、负载的另一端相连。
3.根据权利要求1所述的无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，其特征在于，
所述PFC变换器的输出电压Vo采样信号与输出参考电压Vo,ref比较，再经过PI参数调节得到误差反馈信号，误差反馈信号与三角波比较产生比较器的输出信号，该输出信号用于直接驱动两个开关管S1、开关管S2。
4.根据权利要求1-3任一所述的无输入二极管的高效无桥降压型PFC变换器，其特征在于，其控制方法包括：
工作模态1：开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过开关管S1、输出电容Co、二极管D2、开关管S2向输出电感L1充能，输出电感L2通过变压器T进行充能，电感电流iL1和电感电流iL2线性上升，开关管S1的电流与电感电流iL1的幅值相同，方向相同；二极管D2提供回流电流通路；
工作模态2：开关管S1和开关管S2关断，二极管D1导通，存储于输出电感L1和输出电感L2的能量向负载端供能，电感电流iL1和电感电流iL2线性下降；
工作模态3：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1和电感电流iL2下降到0并保持为0，二极管D1关断，输出电容Co向负载端供能；
工作模态4：开关管S1和开关管S2处于导通状态，输入端经过开关管S2、二极管D1、开关管S1向输出电感L2充能，输出电感L1通过变压器T进行充能，电感电流iL1和电感电流iL2线性上升，开关管S2的电流与电感电流iL2的幅值相同，方向相同；输出电容Co为负载供能；
工作模态5：开关管S1和开关管S2关断，二极管D2导通，存储于输出电感L1和输出电感L2的能量经过二极管D2向负载端供能，电感电流iL1和电感电流iL2线性下降；
工作模态6：开关管S1和开关管S2关断，电感电流iL1和电感电流iL2下降到0并保持为0，二极管D2关断，输出电容Co向负载端供能。
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