CN110391760A - 一种高功率因数混合结构多输出开关变换器 - Google Patents

一种高功率因数混合结构多输出开关变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种高功率因数混合结构多输出开关变换器，采用Buck‑Boost和Buck PFC变换器整合的方式，只使用了一个有源开关，通过提出的无源均流网络，实现多路输出的自动均流和功能因数校正功能；通过一个串联谐振网络，实现开关管与输出支路共地，便于采样与驱动控制，简化了控制，减小了变换器的体积；并且在不使用变压器的情况下，实现了降压转换功能，进一步减小了变换器的体积；另外，由于单级功率转换的结构和电感临界导通模式控制，实现了高效率和高功率因数；同时，该变换器还可以实现宽输入电压、宽输出负载和低电压应力。

Description

一种高功率因数混合结构多输出开关变换器
技术领域
本发明涉及开关变换器技术领域，具体为一种高功率因数混合结构多输出开关变换器。
背景技术
近年来，随着中、小功率开关变换器的蓬勃发展，开关变换器已经成为现代电子设备必不可少的一部分，无所不在地融入了人们的日常生产生活中。随着相应的开关变换器设计技术、建模方法及新兴的半导体开关器件的不断发展，开关变换器越来越紧凑、可靠、相对廉价，在航空航天、军事国防、商业及民用等各个领域都得到了广泛的应用。
然而，随着电力电子设备大规模接入电网，产生了大量谐波，严重影响电网的电能质量，干扰其他用电设备的正常工作、危害其他用电设备的安全。为了解决电力电子装置谐波对电网的危害并满足一些国家和组织提出的限制其含量的标准：中国的GB/T14549-93《电能质量公用电网谐波》、美国的IEEE-519-1999、欧盟的IEC61000-3-2-C，因此要求这些电力电子装置须具有功率因数校正功能。
作为最有发展和应用前景的绿色光源之一，发光二极管(Lighting EmittingDiode,LED)以节能、环保寿命长和控制简单等特点，广泛应用于液晶背光等场合。LED属于点光源，在LED背光等应用中，为了获取均匀的光通量，需要多颗LED均匀分布。多颗LED直接串联将导致驱动电源电压应力高，可靠性差，因而多采用LED串并联的连接方式，但随之而来的问题是需要对各路LED进行均流控制。LED均流主要有两大类控制方法：有源均流和无源均流。有源均流使用开关管等有源器件以及控制电路组成电流调节器，实现各支路LED电流的调节。有源均流通常分为线性模式均流和开关模式均流。线性模式均流是小功率背光电源广泛采用的方法，但其效率较低；开关方式均流需要多个电感，多个开关与多个控制回路，具有体积大、成本高的缺点。无源均流仅使用电阻、电容、耦合电感等无源器件实现各支路电流均衡，具有控制简单的特点。使用电阻的无源均流精度不高，且效率较低；使用耦合电感的无源均流方案体积大、成本高。而利用电容电荷平衡原理的无源均流不仅具有体积小、控制电路简单的优点，还具有高效率以及高调节精度的优点。
随着消费电子、发光二极管照明等领域的发展，如LED背光、通用照明、LED路灯照明与调光调色照明等，具有功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)的高性能、低成本多路恒流输出开关变换器近年来得到了广泛应用。但是，具有功率因数校正功能的传统多路恒流输出变换器多采用恒压输出PFC变换器级联多路恒流输出DC-DC变换器的方式，即前级采用功率因数校正技术提供直流母线电压，后级采用有源或无源的方式实现多路恒流输出。上述级联的方案由于输出功率转换了两次，因此效率较低，而单级PFC实现多路输出方案能量仅转换一次，且结构简单，具有效率、体积和成本优势。因此研究具有功率因数校正功能的单级多路恒流输出开关变换器具有重要的意义。
为了解决多路恒流输出开关变换器各支路输出精度及功率因数校正问题，传统方法是在前级PFC变换器后面级联多个DC-DC变换器，即前级PFC变换器提供直流母线电压，后级DC-DC变换器分别实现各个输出支路的恒流控制，但是它具有效率低，体积大、成本高、控制复杂等缺点。针对上述问题，单级单开关多路恒流输出PFC变换器被提了出来。相对于传统的两级多路恒流输出PFC变换器，它只采用一个开关管，简化了控制，并且由于单级功率转换的结构，提高了能量传输效率。但是它需要额外的变压器来实现降压转换功能，导致了变换器的控制复杂、体积大。并且在它的工作过程中存在电感串联的回路，会产生电压尖峰，需要增加额外的电压尖峰吸收电路，不适合宽输入、宽负载范围。
图1为谐振式单开关四路恒流输出PFC变换器的主功率电路及其控制环路。变换器的主功率电路由整流桥DB、输入滤波器Lf和Cf、变压器T1、功率开关管S1、谐振电容Cr[i](i＝1,2,3,4)、第一支路LED电流取样电阻Rs、续流二极管D[i](i＝1,2,3,4)以及与四路LED串LEDs[i](i＝1,2,3,4)并联的输出滤波电容C[i](i＝1,2,3,4)构成。其中变压器T1的原边与副边的匝比为N，由原边励磁电感Lm、漏感Lk、理想变压器以及电感零电流检测绕组构成。此变换器选择第一条支路作为主控制支路，采用电压模式控制对第1条输出支路的电流进行恒流控制。参考电压uref与第1支路输出电流的采样电压urs比较后，经过相应的PI控制环，产生误差信号ue。RS触发器的置位端的输入信号为来自电感的过零信号，此信号来自变压器T1的过零检测(Zero Current Detection,ZCD)绕组，经处理后产生一个置位脉冲，使RS触发器置位，开始输出S1的驱动信号，同时三角波产生器以固定的斜率从零开始线性上升，三角波信号usaw与误差信号ue进行比较产生一个开关周期内的复位信号ure进而控制此开关周期的开通时间。S1关断后，三角波产生器清零，在接收到ZCD信号后又重新开始线性上升，如此周而复始地实现三角波信号与误差信号ue的比较，实现了电感电流临界连续模式(CriticalConduction Mode,CRM)控制。
稳态时，在一个开关周期内，谐振电容Cr1、Cr2和Cr3充放电平衡，通过四条输出支路的电荷量相等，使得在每个开关周期内流过LEDs1、LEDs2、LEDs3和LEDs4的平均电流相等，从而实现了各支路输出电流的均流特性。由于谐振电容的充放电平衡特性使得该拓扑的控制变得很简单，仅需控制一条支路输出电流恒流即可实现各支路输出恒流。具有变换器电路结构与控制简单、体积小、效率高的特点。同时该多路恒流输出LED驱动电源具有固有的短路保护特性,任何一条输出支路短路不会影响其它输出支路的稳态电流。该LED驱动器实现各LED串的亮度均匀的谐振电容的电荷平衡，这得益于高效。
但是，当开关管S1关断时，励磁电感和漏感直接串联。如图2所示，当开关管S1断开时，励磁电感Lm与漏感Lk串联，形成了电流源串联的病态电路。剩余的漏感电流会被励磁电感电流强制反向，从而在变换器中产生电压尖峰，特别是当电源开关的接通时间小于谐振时间时，会产生电路稳定性问题。因此，为了使电路正常工作，需要增加额外的电压尖峰吸收电路。并且，此电路不适用于具有宽负载的应用。另外，由于采用了变压器，此驱动器结构复杂且成本高、体积大，不利于应用和维护。
如图3(a)为单电感双输出(Single Inductor Dual Output,SIDO)Buck-Boost功率因数校正变换器主功率电路。主功率电路由二极管整流桥、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、功率开关管Q1、Q2、Q3，续流二极管D1、D2、电感L和输出电容C1、C2构成。若Q2导通，Q3关断，则SIDO Buck-Boost PFC变换器为A路输出负载传输能量；反之，若Q2关断，Q3导通，则SIDO Buck-Boost PFC变换器为B路输出负载传输能量。
图3(b)为临界连续模式双路恒流输出SIDO Buck-Boost PFC电压型控制环路，两个输出支路均采用单电压环控制。参考电流iref分别与A、B两路输出电流相减后，经过相应的PI控制环，产生误差信号ue1、ue2。控制器接收到来自电感续流电流iL的过零检测信号后，产生一个置位脉冲，使RS触发器置位，输出Q1的驱动信号，同时三角波产生器以固定的斜率从零开始线性上升，三角波信号usaw同时与误差信号ue1、ue2进行比较产生R1、R2复位信号。由分时复用信号给选择器S提供选择信号，进而决定在一个开关周期内控制器复位信号R1或R2。当TMS＝1时，开关管Q2导通，Q3关断，选择器S选择复位信号R1，控制器对A路输出电流ioa进行调节；同理，当TMS＝0时，控制器对B路输出电流iob进行调节。以TMS及其互补的信号作为开关管Q2与Q3的驱动控制信号可使Q2与Q3在各自的工作时序内提前导通，即与Q1同时导通，进而实现D1与D2在各自的工作时序内自然换流。选择器S的输出为RS触发器提供复位信号，RS触发器复位后，开关管Q1关断。驱动信号G1二分频后产生TMS，而分时复用信号TMS(G2)及其互补信号G3分别作为开关管Q2、Q3的驱动信号。Q1关断后，三角波产生器清零，在接收到ZCD信号后又重新开始线性上升，如此周而复始地实现三角波信号与误差信号ue1、ue2的比较，实现了双路电感电流临界连续模式控制。
该变换器采用共源极连接拓扑，可以以主开关管和分时复用控制开关管的共源极作为控制地，以采样各支路分时复用控制开关管的开关电流的平均量作为输出电流信息进行控制，因此，整个共源极连接SIDO变换器的采样与开关管驱动均在一个参考地上，简化了驱动与控制电路，且控制器易于集成化。但是，由于使用多个开关管和参考地是浮动的问题，该变换器仍存在驱动复杂且不稳定的问题。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的在于提供一种高功率因数混合结构多输出开关变换器，能够实现开关管与输出支路共地，便于采样与驱动控制，且简化了控制，减小了变换器的体积；实现了高效率和高功率因数；实现了宽输入电压、宽输出负载和低电压应力。技术方案如下：
一种高功率因数混合结构多输出开关变换器，包括主功率电路和控制环路；所述主功率电路包括整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容、有源开关S1、励磁电感Lm、谐振电容Cr、谐振电感Lr和n条输出支路，n≥3；输入滤波电容Cf1并联于整流桥Dbridge的输出端，输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf2串联后并联于输入滤波电容Cf1的两端；励磁电感Lm一端连接到输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf2之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S1的D极，有源开关S1的S极接地，同时通过第一条输出支路顺次串联的输出负载R1、谐振电感Lr、续流二极管D1和谐振电容Cr连接到有源开关S1的D极，且输出负载R1的两端并联有输出电容Co1；
第二条输出支路的续流二极管D2的正极连接续流二极管D1的负极，续流二极管D2的负极通过并联的输出负载R2和输出电容Co2连接到均流电容C1的下极板，均流电容C1的上极板连接到变换器电压输入端；
第三条输出支路中输出负载R3和输出电容Co3并联后一端连接到均流电容C1的下极板，另一端依次通过支路电感L1、续流二极管D2和均流电容C2连接到有源开关S1的D极；
以此类推，当n为偶数时，第n条输出支路的续流二极管Dn的正极连接续流二极管Dn-1的负极，续流二极管Dn的负极通过并联的输出负载Rn和输出电容Con连接到变换器电压输入端；
当n为奇数时，第n条输出支路中输出负载Rn和输出电容Con并联后一端连接到均流电容Cn-2的下极板，另一端依次通过支路电感L(n-1)/2和续流二极管Dn连接到有源开关S1的D极；
控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感Lm的过零检测绕组ZCD。
一种基于低端采样的Buck-Boost PFC变换器，其主功率电路包括整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、有源开关S1、励磁电感Lm和1条输出支路；输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf串联后并联于整流桥Dbridge的输出端，励磁电感Lm一端连接到输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S1的D极，有源开关S1的S极接地，同时还通过输出支路中并联的输出电容Co1和输出负载连接到二极管D2的负极，二极管D2的正极连接到谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端通过均流电容C1连接到有源开关S1的D极，同时还通过二极管D1连接到变换器电压输入端；其控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感Lm的过零检测绕组ZCD
一种高功率因数谐振式单开关两路恒流输出Buck-Boost变换器，其主功率电路包括整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、有源开关S1、励磁电感Lm和2条输出支路；输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf串联后并联于整流桥Dbridge的输出端，励磁电感Lm一端连接到输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S1的D极，有源开关S1的S极接地，同时还通过第一输出支路中并联的输出电容Co1和输出负载连接到二极管D1的负极，二极管D1的正极连接到谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端通过均流电容C1连接到有源开关S1的D极，同时还依次通过二极管D1和第二输出支路中并联的输出电容Co2和输出负载连接到变换器电压输入端；其控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感Lm的过零检测绕组ZCD
本发明的有益效果是：
1)传统单输出Buck-Boost PFC变换器，开关管与输出支路不共地，导致控制复杂；本发明通过一个串联谐振网络，实现开关管与输出支路共地，解决了传统Buck-Boost变换器驱动复杂的问题。
2)传统多级多路恒流输出PFC变换器，电路结构复杂、控制复杂、效率低，本发明采用新颖的单级单开关混合结构PFC变换器，简化了电路结构和控制回路，提高了变换器的效率。
3)传统单级多路恒流输出PFC变换器，需要额外的变压器实现降压转换功能，并且不适合宽负载、宽输入和低电压应力的应用场合，本发明利用Buck-Boost与Buck PFC变换器通过一个有源开关整合的方式，实现了非隔离降压转换，并且适合宽负载、宽输入和低电压应力的应用场合。
附图说明
图1为谐振式单开关四路恒流输出LED驱动器及其控制原理图。
图2为谐振式单开关四路恒流输出LED驱动器工作过程解析示意图。
图3为CRM SIDO Buck-Boost PFC变换器及其控制环路原理图；(a)主功率电路，(b)控制环路。
图4为高功率因数n路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器原理图(n是偶数)。
图5为高功率因数n路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器原理图(n是奇数)。
图6为高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的主功率电路及其控制环路原理图。
图7为工作于CRM的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的主要波形图。
图8为工作于CRM的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的等效电路图；(a)模态1[t0,t1]，(b)模态2[t1,t2]，(c)模态3[t2,t3]，(d)模态4[t3,t4]。
图9为220Vac电压输入时高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器输入电压vin与输入电流iin波形图。
图10为工作于CRM的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的PF与输入电压的关系曲线图。
图11为220Vac电压输入时输出电流启动波形图。
图12为高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的效率曲线图。
图13为基于低端采样的Buck-Boost PFC变换器原理图。
图14为高功率因数谐振式单开关两路恒流输出Buck-Boost变换器原理图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。本发明提出了一种新型高功率因数混合结构多路恒流输出开关变换器。该变换器采用Buck-Boost和Buck PFC变换器整合的方式，只使用了一个有源开关，通过提出的无源均流网络，实现了多路输出的自动均流和功能因数校正功能。通过一个串联谐振网络，该变换器实现了开关管与输出支路共地，便于采样与驱动控制，简化了控制，减小了变换器的体积。并且在不使用变压器的情况下，实现了降压转换功能，进一步减小了变换器的体积。另外，由于单级功率转换的结构和电感临界导通模式控制，实现了高效率和高功率因数。同时，该变换器还可以实现宽输入电压、宽输出负载和低电压应力。
图4和图5为本发明提出的高功率因数多路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器。该变换器由整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、有源开关S1、励磁电感Lm、谐振电容Cr、谐振电感Lr、均流电容C[i](i＝1,2,...,n-2)、续流二极管D[i](i＝1,2,...,n)、输出电容Co[i](i＝1,2,...,n)、输出负载R[i](i＝1,2,...,n)和支路电感L[i](i＝1,2,...,k)。如图4所示，当n为偶数时，支路电感的数量k为(n-2)/2；如图5所示，当n为奇数时，支路电感的数量k为(n-1)/2。
其中，输出支路大于等于3条，具体结构如下：输入滤波电容Cf1并联于整流桥Dbridge的输出端，输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf2串联后并联于输入滤波电容Cf1的两端；励磁电感Lm一端连接到输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf2之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S1的D极，有源开关S1的S极接地，同时通过第一条输出支路顺次串联的输出负载R1、谐振电感Lr、续流二极管D1和谐振电容Cr连接到有源开关S1的D极，且输出负载R1的两端并联有输出电容Co1；第二条输出支路的续流二极管D2的正极连接续流二极管D1的负极，续流二极管D2的负极通过并联的输出负载R2和输出电容Co2连接到均流电容C1的下极板，均流电容C1的上极板连接到变换器电压输入端；第三条输出支路中输出负载R3和输出电容Co3并联后一端连接到均流电容C1的下极板，另一端依次通过支路电感L1、续流二极管D2和均流电容C2连接到有源开关S1的D极；以此类推，当n为偶数时，第n条输出支路的续流二极管Dn的正极连接续流二极管Dn-1的负极，续流二极管Dn的负极通过并联的输出负载Rn和输出电容Con连接到变换器电压输入端；当n为奇数时，第n条输出支路中输出负载Rn和输出电容Con并联后一端连接到均流电容Cn-2的下极板，另一端依次通过支路电感L(n-1)/2和续流二极管Dn连接到有源开关S1的D极；控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感Lm的过零检测绕组ZCD。
该变换器采用Buck-Boost和Buck PFC变换器整合的方式，只使用了一个有源开关，通过提出的无源均流网络，实现了多路输出的自动均流和功能因数校正功能。并且在不使用变压器的情况下，实现了降压转换功能，减小了变换器的体积。另外，由于单级功率转换的结构和电感临界导通模式控制，实现了高效率和高功率因数。同时，该变换器还可以实现宽输入电压、宽输出负载和低电压应力。
本发明以三路输出拓扑为例进行原理分析，高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的主功率电路及其控制环路如图6所示。变换器采用恒定导通时间控制。误差放大器EA1将电流采样电阻Rs两端的电压vrs和参考电压vref进行比较，产生误差电压ve1。电压比较器COMP1将ve与锯齿信号进行比较以产生复位信号vre。因此，io1将被调节为vref/Rs。当S1关闭时，锯齿波发生器将复位为零，当RS触发器的置位端子为高电平时，锯齿波发生器将再次置位。RS触发器置位端子的输入信号是电感器的零电流检测(Zero CurrentDetection,ZCD)信号，其中ZCD信号由主电感的辅助绕组产生。因此，所提出的变换器的电感电流工作在CRM模式下。
为了简化分析，做如下假设:
1)所有的开关管、二极管、电感和电容均为理想元件
2)电容C1、Co1和Co2足够大，稳态输出时电压的纹波可以忽略，即vC1、vo1和vo2为恒定值。
3)开关频率fs远大于电网电压频率fL,即fs>>fL。
在一个开关周期内，工作于CRM的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器存在4个工作模态。图7为其稳态工作时的主要波形，图8为各工作模态对应的等效电路。
模态1[t0～t1]：如图8(a)所示，在t0时刻，开关管S1导通，输入电源给电感Lm、支路电感L1和输出支路LEDs3充电。因此，电感电流iLm(t)和iL1(t)线性上升。当开关管S1导通，二极管D1导通而二极管D2因承受反向电压而关断。谐振电感Lr和谐振电容Cr发生串联谐振，能量由Cr传送给输出LEDS2。当谐振电流iLr(t)减小到零时，D2关断，模态1结束。
模态2[t1～t2]：如图8(b)所示，在t1时刻，开关管S1保持导通，电感电流iLm(t)和iL1(t)继续线性上升，二极管D1和D2都因承受反向电压而关断。在模态2结束时，电感电流iLm(t)和iL1(t)达到最大值。当开关管S1关断时，这个模态结束。
模态3[t2～t3]：如图8(c)所示，在t2时刻，开关管S1关断。此时，二极管D2保持关断，而电感电流iLm(t)和iL1(t)分别通过二极管D2和D3续流，电感电流iLm(t)和iL1(t)线性下降。当iL1(t)下降到0，二极管D3关断，在t3时刻模态结束。
模态4[t3～t4]：如图8(d)所示，在t3时刻，开关管S1、二极管D1和D3都关断，而二极管D2导通，励磁电感电流iLm(t)继续下降，在t4时刻，iLm下降到0，二极管D2关断，模态4结束并且一个开关周期完成。
根据在一个开关周期内Cr和C1的充放电平衡，可以得到
其中Qrdis和Q1dis分别是Cr和C1在一个开关周期内释放的电荷，Qrch和Q1ch分别是Cr和C1在一个开关周期内吸收的电荷。根据上面的模态分析可以知道，谐振电容Cr在模态3和模态4吸收电荷，期间iCr(t)＝iLm(t)+iL1(t)；Cr在模态1释放电荷，期间–iCr(t)＝iLr(t)。存储电容C1在模态1和模态2吸收电荷，期间iC1(t)＝iL1(t)；C1在模态3模态4释放电荷，期间–iC1(t)＝iLm(t)。因此，在一个开关周期内可以得到
根据模态分析，支路1输出电流io1等于在一个开关周期内流过电感Lr的平均值，支路2输出电流io2等于在一个开关周期内电感Lm和L1续流电流的平均值，支路3输出电流io3等于在一个开关周期内流过电感L1的平均值。因此
把公式(1)和(2)代入到公式(3)中，可以得到
io1＝io2＝io3 (4)
实际上，可以很直观的发现，由于电容Cr的充放电平衡，流过D1的平均电流等于流过D2的平均电流，而由于电容C1的充放电平衡，流过D2的平均电流等于流过D3的平均电流，即可以得到io1＝io2＝io3。因此，只需要一个控制回路来调节支路1的输出电流io1，就可以使支路2和支路3的输出电流io2和io3自动等于io1，简化了控制。
为了证明理论分析，以一个84W的实验样机为例，主要实验参数如下：励磁电感Lm为1.6mH，支路电感L1为560μH，谐振电感Lr为1.5μH，谐振电容Cr为680nF，支路电容C1为1μF，输出电容Co为330μF×2。
图9为220Vac电压输入时工作于CRM的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器输入电压vin与输入电流iin波形。由图可知，输入电流可以很好的跟踪输入电压的变化，实现了功率因数较正功能。
图10为工作于CRM的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的PF与输入电压的关系曲线，由图10可知，该变换器的功率因数均在0.98以上，实现了高功率因数。
图11为220Vac电压输入时输出电流启动波形。可以看出，在启动之后电流平衡被快速的建立，未出现较大的电流波动，表明该变换器各输出支路具有较好的动态平衡特性。
图12为高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器的效率曲线，可以看变换器的最大效率达到94.3％。由于实现单级功率转换，本发明所提出的高功率因数三路恒流输出Buck-Boost-Buck变换器效率较高。
通过上述理论分析和实验样机分析，该变换器采用Buck-Boost和Buck PFC变换器整合的混合结构，通过一个低端连接的有源开关，利用所提出的无源均流网络，实现了高功率因数和多路无源均流。通过一个串联谐振网络，该变换器实现了开关管与输出支路共地，便于采样与驱动控制，简化了控制，减小了变换器的体积。并且在不使用变压器的情况下，实现了降压转换功能，进一步减小了变换器的体积。另外，由于单级功率转换的结构和电感临界导通模式控制，实现了高效率和高功率因数。同时，该变换器还可以实现宽输入电压、宽输出负载和低电压应力。
另外，当n＝1时，本发明提出了一种基于低端采样的Buck-Boost PFC变换器，如图13所示。该变换器通过一个串联谐振网络，实现开关管与输出支路共地，解决了传统Buck-Boost变换器驱动复杂的问题。
其主功率电路包括整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、有源开关S1、励磁电感Lm和1条输出支路；输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf串联后并联于整流桥Dbridge的输出端，励磁电感Lm一端连接到输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S1的D极，有源开关S1的S极接地，同时还通过输出支路中并联的输出电容Co1和输出负载连接到二极管D2的负极，二极管D2的正极连接到谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端通过均流电容C1连接到有源开关S1的D极，同时还通过二极管D1连接到变换器电压输入端；其控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感Lm的过零检测绕组ZCD。
当n＝2时，本发明提出了一种高功率因数谐振式单开关两路恒流输出Buck-Boost变换器，如图14所示。相比传统两路恒流输出变换器，所提出的变换器只由一个有源开关和非隔离Buck-Boost变换器组成，在不使用变压器的情况下实现降压。该变换器具有控制简单、体积小和效率高的优点，为需要两路恒流的LED照明提供了一种高效率低成本的解决方案。
其主功率电路包括整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、有源开关S1、励磁电感Lm和2条输出支路；输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf串联后并联于整流桥Dbridge的输出端，励磁电感Lm一端连接到输入滤波电感Lf和输入滤波电容Cf之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S1的D极，有源开关S1的S极接地，同时还通过第一输出支路中并联的输出电容Co1和输出负载连接到二极管D1的负极，二极管D1的正极连接到谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端通过均流电容C1连接到有源开关S1的D极，同时还依次通过二极管D1和第二输出支路中并联的输出电容Co2和输出负载连接到变换器电压输入端；其控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感Lm的过零检测绕组ZCD。

Claims (3)

1.一种高功率因数混合结构多输出开关变换器，其特征在于，包括主功率电路和控制环路；所述主功率电路包括整流桥D bridge、输入滤波电感L f、输入滤波电容、有源开关S 1、励磁电感L m、谐振电容C r、谐振电感L r和n条输出支路，n≥3；输入滤波电容C f1并联于整流桥D bridge的输出端，输入滤波电感L f和输入滤波电容C f2串联后并联于输入滤波电容C f1的两端；励磁电感L m一端连接到输入滤波电感L f和输入滤波电容C f2之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S 1的D极，有源开关S 1的S极接地，同时通过第一条输出支路顺次串联的输出负载R 1、谐振电感L r、续流二极管D 1和谐振电容C r连接到有源开关S 1的D极，且输出负载R 1的两端并联有输出电容C o1；
第二条输出支路的续流二极管D 2的正极连接续流二极管D 1的负极，续流二极管D 2的负极通过并联的输出负载R 2和输出电容C o2连接到均流电容C 1的下极板，均流电容C 1的上极板连接到变换器电压输入端；
第三条输出支路中输出负载R 3和输出电容C o3并联后一端连接到均流电容C 1的下极板，另一端依次通过支路电感 L 1、续流二极管D 2和均流电容C 2连接到有源开关S 1的D极；
以此类推，当n为偶数时，第n条输出支路的续流二极管D n的正极连接续流二极管D n-1的负极，续流二极管D n的负极通过并联的输出负载R n和输出电容C on连接到变换器电压输入端；当n为奇数时，第n条输出支路中输出负载R n和输出电容C on并联后一端连接到均流电容C n-2的下极板，另一端依次通过支路电感 L (n-1)/2和续流二极管D n连接到有源开关S 1的D极；
控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感L m的过零检测绕组ZCD。
2.一种基于低端采样的Buck-Boost PFC变换器，其特征在于，其主功率电路包括整流桥D bridge、输入滤波电感L f、输入滤波电容C f、有源开关S 1、励磁电感L m和1条输出支路；输入滤波电感L f和输入滤波电容C f串联后并联于整流桥D bridge的输出端，励磁电感L m一端连接到输入滤波电感L f和输入滤波电容C f之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S 1的D极，有源开关S 1的S极接地，同时还通过输出支路中并联的输出电容C o1和输出负载连接到二极管D 2的负极，二极管D 2的正极连接到谐振电感L r的一端，谐振电感L r的另一端通过均流电容C 1连接到有源开关S 1的D极，同时还通过二极管D 1连接到变换器电压输入端；其控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感L m的过零检测绕组ZCD。
3.一种高功率因数谐振式单开关两路恒流输出Buck-Boost 变换器，其特征在于，其主功率电路包括整流桥D bridge、输入滤波电感L f、输入滤波电容C f、有源开关S 1、励磁电感L m和2条输出支路；输入滤波电感L f和输入滤波电容C f串联后并联于整流桥D bridge的输出端，励磁电感L m一端连接到输入滤波电感L f和输入滤波电容C f之间的变换器电压输入端，另一端连接到有源开关S 1的D极，有源开关S 1的S极接地，同时还通过第一输出支路中并联的输出电容C o1和输出负载连接到二极管D 1的负极，二极管D 1的正极连接到谐振电感L r的一端，谐振电感L r的另一端通过均流电容C 1连接到有源开关S 1的D极，同时还依次通过二极管D 1和第二输出支路中并联的输出电容C o2和输出负载连接到变换器电压输入端；其控制环路中RS触发器的置位端的输入信号来自励磁电感L m的过零检测绕组ZCD。
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