CN103427656B - 一种交错并联反激式led驱动电源及其pfm控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交错并联反激式LED驱动电源及其PFM控制电路。驱动电源的主电路采用两路反激变换器交错并联实现，包括交流输入、EMI滤波、整流桥、两路并联的反激变换器、输出整流、LED负载，交错并联反激主电路结构可实现减小开关管电流应力、减小输入输出电流纹波、减小EMI滤波器设计、增大驱动电源功率等级等优点。驱动电源的控制电路采用PFM控制方法，相比于常用的PWM控制方法，本发明提出的PFM控制电路可实现驱动电源在负载变化时开关管导通时间、开关频率同时变化，减小驱动电源轻载时工作损耗，提高电源效率。本发明提出的驱动电源适用于带自动调光功能的LED驱动电源应用场合。

Description

一种交错并联反激式LED驱动电源及其PFM控制电路

技术领域

本发明属于电力电子应用技术领域，具体涉及一种交错并联反激式LED驱动电源及其PFM控制电路，适用于开关电源尤其是LED驱动电源应用领域。

背景技术

开关电源是现代社会生活必不可少的电力电子装置，其在电子、通信、电气、能源、照明、航空航天、军事以及家电等领域都有着非常广泛的应用。随着电力电子技术的进一步发展，社会对开关电源的体积、可靠性、成本、节能环保等方面的要求进一步提高，近年来随着LED照明技术的日益成熟，LED驱动电源成为研究的热点，同时越来越多的国家和组织出台了一系列的政策法规来规范开关电源市场，例如美国能源部发布的“能源之星”固态照明文件规定：任何功率等级的LED驱动电源必须具备功率因数校正功能，同时要通过EMI测试和安规认证等。

目前，开关电源一般采用正激、反激、推挽等拓扑结构，其中反激拓扑结构由于其结构简单，能够实现输入输出隔离，并且具有功率因数校正功能而被广泛地应用于中低功率的开关电源中。而LED驱动电源则广泛使用两种拓扑结构，一种是单级式反激拓扑结构，第二种是两级式结构（功率因数校正级和DC/DC变换级），但两级式结构存在结构复杂、所需元器件较多、成本偏高等缺点，而单级式反激拓扑结构不能应用于大功率的场合，随着功率的增加，单级反激式驱动电源会出现开关应力变大、输出稳定性变差、EMI增加、电流纹波增加等一系列问题。同时目前大部分开关电源采用PWM控制，在频率一定的条件下调节占空比来控制开关管的通断，这种控制方式下必然存在在轻载时由于开关频率不变而导致很大的开关损耗。由于以上一系列的问题，人们不得不寻求其他的LED驱动电源电路拓扑结构及其控制方法。

发明内容

本发明针对现有的LED驱动电源在实际使用中存在的不足，如开关应力大、电源EMI大、电流纹波大、电源寿命短等缺点，提出一种交错并联反激式LED驱动电源及其PFM控制电路，使得驱动电源在性能上得到很大的优化。

本发明采用如下技术方案：

一种交错并联反激式LED驱动电源及其PFM控制电路，驱动电源的主功率电路采用两路反激变换器交错并联；驱动电源的控制电路采用PFM控制电路。

所述主功率电路包括交流输入、EMI滤波、整流桥、电容C_IN、两路并联的单级反激变换器、整流二极管D5、整流二极管D6、输出电容C_out、采样电阻R和LED负载，第一路单级反激变换器包括变压器T1和开关管Q1；第二路反激变换器包括变压器T2和开关管Q2；市电交流输入经过EMI滤波再经整流桥，整流桥输出的正极连接电容C_IN的一端、变压器T1和变压器T2的初级绕组一端，变压器T1初级绕组的另一端连接开关管Q1的漏极，开关管Q1的源级连接电容C_IN的另一端后与整流桥输出的负极相连；变压器T1次级绕组的一端连接整流二极管D5的正极，整流二极管D5的负极与整流二极管D6的负极、输出电容C_out的一端以及LED负载的一端相连，变压器T1次级绕组的另一端与输出电容C_out的另一端、采样电阻R的一端以及输出地端相连，采样电阻R的另一端与LED负载的另一端连接；变压器T2初级绕组的另一端连接开关管Q2的漏极，开关管Q2的源级连接整流桥输出负极；变压器T2次级绕组的一端连接输出整流二极管D6的正级，变压器T2次级绕组的另一端连接输出地端。

所述PFM控制电路包括反馈电路、采样电压V₁、采样电压V_REF、受控电流源aI₁、恒流源I₂、恒流源I₃、开关M1、开关M2、电容C1、电容C2、稳压二极管D_Z、三个电压比较器、两个RS触发器、分压电阻R1、D触发器DFF1、两个与门、一个非门和两路开关管驱动电路；反馈电路由光耦合器、电阻R_fmin和电阻R_fmax组成，输出电流反馈采样连接光耦合器的光发射级，光耦合器接收级地端接地，其另一端与电阻R_fmax的一端相连，电阻R_fmax的另一端与电阻R_fmin的一端相连，电阻R_fmin的另一端接地，电阻R_fmax和电阻R_fmin相连点与采样电压V₁相连；受控电流源aI₁正极端连接采样电压V_REF，负极连接恒流源I₂的正极，恒流源I₂的负极连接开关M1，开关M1另一端接地，电容C1的一端连接电流源I₂的正极，同时连接电压比较器COM1的正输入端和电压比较器COM2的负输入端，电容C1的另一端接地，电压比较器COM1、电压比较器COM2的输出端分别连接RS触发器SR1的S端和R端，RS触发器SR1的Q输出端连接开关M1的驱动级控制开关的通断；电压比较器COM3的负输入端连接受控电流源aI₁的负极和分压电阻R1的一端，分压电阻R1的另一端接地；电压比较器COM3的正输入端连接稳压二极管D_Z的阴极、电容C2的一端、开关M2的一端、恒流源I₃的负极，稳压二极管D_Z的阳极与电容C2的另一端，开关M2的另一端相连并接地，恒流源I₃的正极连接采样电压V_REF；电压比较器COM3的输出端连接RS触发器SR2的R端，RS触发器SR2的S端同时连接电压比较器COM2的输出端和开关M2的驱动级；RS触发器SR2的Q输出端连接与门AND1的一端、与门AND2的一端和D触发器DFF1的CP端，D触发器DFF1的D输入端与其输出端相连，DFF1的Q输出端连接与门AND1的另一端和非门输入端，非门输出端连接与门AND2的另一端，两个与门的输出分别连接两路开关管驱动电路后分别连接两个开关管的栅极。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

（1）本发明可以有效减小开关管的电流应力，系统工作频率增加了一倍，输入、输出电流纹波明显减小，简化EMI设计，提高电源功率密度。

（2）本发明两个反激变换器工作在DCM模式，驱动电源在全电压范围内可获得高功率因数和低THD值。

（3）本发明通过两路反激变换器并联，能有效提高电源输出功率等级，可以应用在更大功率的应用场合。

（4）本发明提出的PFM控制电路，可实现开关管的导通时间和开关频率随负载变化而同时变化，实现电源在轻载时增加导通时间、减小开关频率，来减小开关损耗，提高电源效率。附图说明

图1一种交错并联反激式LED驱动电源主功率电路图；

图2一种交错并联反激式LED驱动电源PFM控制电路图；

图3控制电路波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

参见图1为本发明的主功率电路图，交流市电输入经过EMI滤波器连接由二极管D1、D2、D3、D4构成的整流桥，其正极输出分别连接变压器T1、T2的初级绕组一端，变压器T1初级绕组的另一端连接开关管Q1的漏极，开关管Q1的源级连接整流桥的负极；变压器T1次级绕组的一端连接输出整流二极管D5的阳级，输出整流二极管D5的阴极与输出整流二极管D6的阴极、输出电容C_out的一端以及LED负载的一端相连，变压器T1次级绕组的另一端与输出电容C_out的另一端、采样电阻R的一端以及输出地端相连，采样电阻R的另一端与LED负载的另一端连接；变压器T2初级绕组的另一端连接开关管Q2的漏极，开关管Q2的源级连接整流桥的负极；变压器T2次级绕组的一端连接输出整流二极管D6的阳级，变压器T2次级绕组的另一端连接输出地端。

参见图2为本发明PFM控制电路图，图3为控制电路波形图，下面结合图2、图3具体描述此控制方法原理：

反馈回路中的光耦合器接收输出电流采样电路的输出电流信号，将输出电流信息反馈到I₁

$I_1=\frac{V_1}{R_{f\min }}+\frac{V_1-V_{\mathrm{op}}}{R_{f\max }}---\left(1\right)$

输出电流I_out越大，则V_op越小，I₁将越大，受控电流源aI₁为I₁的a倍。假设在t₀时刻，开关M1导通，且恒流源I₂远大于受控电流源aI₁，此时电容C1快速放电，当C1上的电压下降到V3时，电压比较器COM2瞬间输出高电平，此时RS触发器SR1复位，SR2置位，开关M2瞬间导通后关断，电容C2瞬间放电后由恒流源I₃充电，RS触发器SR1的Q输出端输出低电平，开关M1关断，SR2输出高电平，D触发器DFF1输出高电平，与门AND1输出高电平，开关管Q1导通；由于开关M1关断、M2关断，受控电流源aI₁给电容C1充电，恒流源I₃给电容C2充电；t₁时刻电容C2上的电压上升到V_R1（V_R1由电阻R1分压得到）时，电压比较器COM3输出高电平，RS触发器SR2复位，SR2的Q端输出低电平，AND1输出低电平，开关管Q1关断，导通时间T_on如下式

$T_{\mathrm{on}}=C_2\frac{V_{R_1}}{I_3}=C_2\frac{{\mathrm{aI}}_1\·R_1}{I_3}---\left(2\right)$

Q1关断后电容C1、C2继续充电，t₂时刻电容C1充电到V2，此时电压比较器COM1输出高电平，因此RS触发器SR1置位，SR1的Q端输出高电平，开关M1再次导通，电容C1快速放电到V3，重复上一周期，电压比较器COM2瞬间输出高电平，RS触发器SR1的Q端输出低电平，开关M1关断，电容C1充电，同时SR2置位，由于D触发器的存在，AND1仍然输出低电平，AND2输出高电平，开关管Q2导通。电容C1再次从V2迅速放电到V3时，比较器COM2再次瞬间输出高电平，此时Q1再次导通，由此开关管Q1、Q2交替导通，开关周期为电容C1充电时间的两倍，即

$T_L={2C}_1\·\frac{V_2-V_3}{{\mathrm{aI}}_1}---\left(3\right)$

由式（2）、（3）可知

$T_{\mathrm{on}}={2C}_1\·C_2\·R_1\·\frac{V_2-V_3}{I_3}\·f_L=m\·f_L---\left(4\right)$

由上式可知，导通时间正比于开关频率，当驱动电源工作在不同的负载状态时，I₁不同则开关管的导通时间和开关频率相应改变，驱动电源轻载工作时电源的主要功率损耗为开关损耗，此时电流I₁较小，开关管的导通时间、开关频率较小，从而降低开关损耗；驱动电源满载工作时电流I₁较大，开关管导通时间、开关频率大，驱动电源工作稳定，输出电流纹波小。

Claims (1)

1.一种交错并联反激式LED驱动电源，其特征在于，驱动电源的主功率电路采用两路反激变换器交错并联；驱动电源的控制电路采用PFM控制电路；所述主功率电路包括交流输入、EMI滤波、整流桥、电容C_IN、两路并联的单级反激变换器、整流二极管D5、整流二极管D6、输出电容C_out、采样电阻R和LED负载，第一路单级反激变换器包括变压器T1和开关管Q1；第二路反激变换器包括变压器T2和开关管Q2；

市电交流输入经过EMI滤波再经整流桥，整流桥输出的正极连接电容C_IN的一端、变压器T1和变压器T2的初级绕组一端，变压器T1初级绕组的另一端连接开关管Q1的漏极，开关管Q1的源级连接电容C_IN的另一端后与整流桥输出的负极相连；变压器T1次级绕组的一端连接整流二极管D5的正极，整流二极管D5的负极与整流二极管D6的负极、输出电容C_out的一端以及LED负载的一端相连，变压器T1次级绕组的另一端与输出电容C_out的另一端、采样电阻R的一端以及输出地端相连，采样电阻R的另一端与LED负载的另一端连接；

变压器T2初级绕组的另一端连接开关管Q2的漏极，开关管Q2的源级连接整流桥输出负极；变压器T2次级绕组的一端连接输出整流二极管D6的正级，变压器T2次级绕组的另一端连接输出地端；

所述PFM控制电路包括反馈电路、采样电压V₁、采样电压V_REF、受控电流源aI₁、恒流源I₂、恒流源I₃、开关M1、开关M2、电容C1、电容C2、稳压二极管D_Z、三个电压比较器、两个RS触发器、分压电阻R1、D触发器DFF1、两个与门、一个非门和两路开关管驱动电路；

反馈电路由光耦合器、电阻R_fmin和电阻R_fmax组成，输出电流反馈采样连接光耦合器的光发射级，光耦合器接收级地端接地，其另一端与电阻R_fmax的一端相连，电阻R_fmax的另一端与电阻R_fmin的一端相连，电阻R_fmin的另一端接地，电阻R_fmax和电阻R_fmin相连点与采样电压V₁相连；

受控电流源aI₁正极端连接采样电压V_REF，负极连接恒流源I₂的正极，恒流源I₂的负极连接开关M1的一端，开关M1另一端接地，电容C1的一端连接恒流源I₂的正极，同时连接电压比较器COM1的正输入端和电压比较器COM2的负输入端，电容C1的另一端接地，电压比较器COM1、电压比较器COM2的输出端分别连接RS触发器SR1的S端和R端，RS触发器SR1的Q输出端连接开关M1的驱动级控制开关的通断；

电压比较器COM3的负输入端连接受控电流源aI₁的负极和分压电阻R1的一端，分压电阻R1的另一端接地；电压比较器COM3的正输入端连接稳压二极管D_Z的阴极、电容C2的一端、开关M2的一端、恒流源I₃的负极，稳压二极管D_Z的阳极与电容C2的另一端，开关M2的另一端相连并接地，恒流源I₃的正极连接采样电压V_REF；电压比较器COM3的输出端连接RS触发器SR2的R端，RS触发器SR2的S端同时连接电压比较器COM2的输出端和开关M2的驱动级；RS触发器SR2的Q输出端连接与门AND1的一端、与门AND2的一端和D触发器DFF1的CP端，D触发器DFF1的D输入端与其输出端相连，DFF1的Q输出端连接与门AND1的另一端和非门输入端，非门输出端连接与门AND2的另一端，两个与门的输出分别连接两路开关管驱动电路后分别连接两个开关管的栅极。