CN109309447B - 恒定开关频率控制的crm降压pfc变换器 - Google Patents

恒定开关频率控制的crm降压pfc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器。该变换器包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、电压前馈电路、除法器和输出电压反馈电路。其中电压前馈电路为：第一跟随电路的输出端分别与除法器的一个输入端和减法电路的一个输入端连接；第二跟随电路的输出端与减法电路的另一个输入端连接；减法电路的输出端与除法器的另一个输入端连接；除法器的输出端接入CRM控制和驱动电路的一个输入端。本发明中的电压前馈电路，使开关管的导通时间在一个工频周期内按恒定的规律变化，最终实现CRM降压PFC变换器的恒定开关频率控制。

Description

恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低的优点。
有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Buck PFC变换器是常用的几种PFC变换器之一，根据电感电流是否连续，可分为三种工作模式：电感电流连续模式(Continuous Current Mode，CCM)，电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode，CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode，DCM)。
CRM降压PFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高。但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。
发明内容
本发明的目的在于提供一种恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，通过引入电压前馈，将工频周期内开关频率的变化范围降为最低。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路。
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、开关管Qb、二极管Db、电感Lb、滤波电容Co和负载RLd，其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Qb的一端连接，开关管Qb另一端分别接入电感Lb的一端和二极管Db的阴极，电感Lb的另一端分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，二极管Db的阳极、滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、第一跟随电路、第二跟随电路、减法电路、除法电路、输出电压反馈电路；其中CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Qb的门极连接；第一跟随电路的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一跟随电路的输出端A分别与除法器的一个输入端和减法电路的一个输入端连接；第二跟随电路的输入端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第二跟随电路的输出端B与减法电路的另一个输入端连接；减法电路的输出端C和第一跟随电路的输出端A分别连接除法器的不同输入端；除法器的输出端D与CRM控制和驱动电路的一个输入端连接；输出电压反馈电路的输入端连接主功率电路的输出电压Vo的正极，输出电压反馈电路的输出端连接CRM控制和驱动电路的另一输入端。
进一步地，所述的CRM控制和驱动电路包括电感Lz、电阻Rz、电阻Rt、电阻Rd、驱动器、集成芯片L6561；电感Lz的一端连接参考点电位零点、另一端连接电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与电感Lb连接开关管Qb的一端为同名端，集成芯片L6561的过零检测输入端连接电阻Rz的另一端，除法器的输出端D和输出电压反馈电路的输出端分别连接CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的两个输入端，电阻Rt一端连接开关管Qb的源极，另一端连接集成芯片L6561的第三个输入端，集成芯片L6561的Q端通过驱动与电阻Rd串联后接入开关管Qb的门极。
进一步地，所述的第一跟随电路包括第一运算放大器A1；第一运算放大器A1的正相输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一运算放大器A1的反向输入端与输出端A连接。
进一步地，所述的第二跟随电路包括第二运算放大器A2；第二运算放大器A2的正相输入端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第二运算放大器A2的反向输入端与输出端D连接。
进一步地，所述的减法电路包括第三运算放大器A3、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；其中第三电阻R3的一端与第二跟随电路的输出端连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接，且第三电阻R3与第四电阻R4的公共端接入第三运算放大器A3的反向输入端，第四电阻R4的另一端与第三运算放大器A3的输出端连接，第二电阻R2的一端与第一跟随电路的输出端连接，第二电阻R2的另一端与第一电阻R1一端连接，第一电阻R1的另一端连接参考电位零点，且第二电阻R2与第一电阻R1的公共端接入第三运算放大器A3的同向输入端。
进一步地，所述输出电压反馈电路包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第一电容C1、第四运算放大器A4；其中第五电阻R5的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接、另一端连接第六电阻R6的一端，且第五电阻R5与第六电阻R6的公共端接入第四运算放大器A4的反相输入端，第六电阻R6的另一端连接参考电位零点，第七电阻R7与第一电容C1串联后接入第四运算放大器A4的反相输入端和输出端之间，第四运算放大器A4的同相输入端与输入电压参考点Vog连接，第四运算放大器A4的输出端即输出电压反馈电路的输出端连接CRM控制和驱动电路中集成芯片L6561的一个输入端。
本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)在低输入电压范围内，提高了功率因数，即在90V到145V的区间内，功率因数有接近1.1％的提高幅度；(2)输出电压纹波减小，在90VAC、110VAC、220VAC、264VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先的44.5％、43.0％、46.2％、48.9％。
附图说明
图1是Buck PFC变换器的主电路示意图。
图2是CRM降压PFC变换器的的电感电流波形图。
图3是半个工频周期内CRM降压PFC变换器的电感电流波形图。
图4是传统控制和定频控制两种控制方式下的功率因数曲线图。
图5是传统控制和定频控制两种控制方式的低次奇次谐波含量曲线比较图，其中(a)是传统控制的低次奇次谐波含量曲线图，(b)是定频控制的低次奇次谐波含量曲线图。
图6是不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。
图7是fs在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)是传统控制对应的变化曲线图，(b)是定频控制对应的变化曲线图。
图8是fs在定频控制下随输入电压变化的变化曲线图。
图9是两种控制方式的电感电流有效值随输入电压的变化曲线图。
图10是两种方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)是传统控制方式下输入电压为
Figure BDA0001363723920000031
时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，(b)是定频控制方式下输入电压为
Figure BDA0001363723920000041
Figure BDA0001363723920000042
时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。
图11是传统控制和定频控制两种控制方式下的输出电压纹波比值曲线图。
图12是本发明的电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1 CRM Boost PFC变换器的传统控制工作原理
图1是本发明一种恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器的主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图2给出了CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Qb导通时，Db截止，升压电感Lb两端的电压为vg－Vo，其电流iLb由零开始以(vg－Vo)/Lb的斜率线性上升。当Qb关断时，iLb通过Db续流，此时Lb两端的电压为vo，iLb以Vo/Lb的斜率下降。由于Buck变换器工作在CRM模式，因此在iLb下降到零时，开关管Qb开通，开始新的开关周期。
定义输入交流电压vin的表达式为
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
那么输入电压整流后的电压为
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，电感电流峰值iLb_pk为
Figure BDA0001363723920000043
其中ton为Qb的导通时间。
在每个开关周期内，Lb两端的伏秒面积平衡，那么Qb的关断时间为
Figure BDA0001363723920000044
从图2可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值ilb_av为其峰值的一半，由式(3)可得
Figure BDA0001363723920000051
由式(5)可知，如果在一个工频周期内，ton是固定的，那么输入电压大于输出电压时电感电流的平均值为正弦形式。
图3给出了在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。其中θ＝arcsin(Vo/Vm)。
由式(5)和图1可以看出，输入电流为
Figure BDA0001363723920000052
假设变换器的输出功率为Po，效率为1，由输入输出功率平衡可得
Figure BDA0001363723920000053
得到
Figure BDA0001363723920000054
代入式(3)得峰值电流表达式为
Figure BDA0001363723920000055
由式(8)和(9)可知，传统控制为峰值电流控制，输入输出电压、输出功率确定时，导通时间是恒定的，结合Buck输入输出电压关系Vmsinθ＝Vo，则输入电流可表示为
Figure BDA0001363723920000056
由此可得该情况下的功率因数为
Figure BDA0001363723920000057
选定参数，输入电压Vin_rms范围为90～264V，输出电压Vo为90V，输出功率Po为120W，依据式(11)作出图4的传统控制功率因数曲线图。
对输入电流作傅里叶分析，输入电流的傅里叶分解形式为：
Figure BDA0001363723920000061
其中余弦成分和偶次正弦成分均为0，且
Figure BDA0001363723920000062
由式(13)得传统控制的奇次正弦成分与基波的比值随输入电压的变化曲线如图5(a)所示。
2 CRM Boost PFC变换器的定频控制工作原理
由式(4)和式(8)可知，开关频率可表示为
Figure BDA0001363723920000063
若令
Figure BDA0001363723920000064
那么在一个工频周期内，若使导通时间按照式(15)变化，则可以使恒定开关频率控制。
由式(6)和式(15)可得采用定频控制时变换器整流后的输入电流为
Figure BDA0001363723920000065
再结合式(7)和式(15)可推出变换器输入功率的表达式为
Figure BDA0001363723920000071
由此可得
Figure BDA0001363723920000072
那么根据式(18)和式(15)，可得
Figure BDA0001363723920000073
从式(19)可以看出，如果导通时间是关于输入电压Vg的函数，则工频周期内的开关频率恒定。
则联合式(14)和式(18)可知
Figure BDA0001363723920000074
由此可知
Figure BDA0001363723920000075
由式(16)和式(18)得到定频控制下的输入电流为
Figure BDA0001363723920000076
由此可得在定频控制下的功率因数为
Figure BDA0001363723920000081
根据式(23)和式(11)即可作出两种控制模式下的功率因素曲线如图4，在低输入电压范围内，功率因数有所提高，且在90V到145V的区间内，功率因数有接近1.1％的提高幅度。
由式(23)和式(13)可得定频控制下的输入电流3、5、7次谐波的标幺值随输入电压的变化曲线如图5(b)所示。
3性能对比
3.1电感值及开关频率的变化
设定如下参数：
输入电压有效值Vin_rms＝90～264VAC；输出功率Po＝120W；输出电压Vo＝90V；最低开关频率fs_min＝30kHz。
由式(8)和式(14)可以得到
Figure BDA0001363723920000082
对上式ωτ求导可知，
Figure BDA0001363723920000083
由式(25)可知，当ωτ＝θ和ωτ＝π/2时，fs1取最大值和最小值，即fs1的最小值为
Figure BDA0001363723920000084
此时，Lb取最大值，即
Figure BDA0001363723920000085
联立式(21)和式(27)，根据人耳的听力范围，设定最小开关频率为30kHz，可以作出两种控制方式下随不同输入电压下的临界电感值的波形如图6，得到传统控制的临界电感值为Lb1＝100μH，定频控制的临界电感值为Lb2＝110μH。
由式(20)和式(24)作出图7(a)～(b)，从图中可以看出，采用定频控制后，开关频率工频周期内实现恒定，不再是随ωt变化的函数，成功将工频周期内的变化范围降至最小。
根据式(20)，同样可以作出定频控制下开关频率随输入电压变化的曲线如图8，从图中可以看出，定频控制下的开关频率只与输入电压有关。
3.2电感电流有效值
在一个开关周期内，电感电流的表达式为：
Figure BDA0001363723920000091
式中ILb_pk_Ts为一个开关周期内的电感电流峰值，在Tline/2内，ILb_pk_Ts是变化的。
在一个开关周期内电感电流的有效值为：
Figure BDA0001363723920000092
故在Tline/2内，两种控制方式的电感电流iLb的有效值为：
Figure BDA0001363723920000093
Figure BDA0001363723920000094
依据式(30)和式(31)和设定的参数，可以作出两种控制方式的电感电流有效值随输入电压的变化曲线，如图9所示，可以看出，在整个输入电压范围内，定频控制的电感电流有效值比传统控制的有一定量的减小。
3.3输出电压纹波
结合式(1)和式(10)、式(22)可以得到两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)，表达式为
Figure BDA0001363723920000101
Figure BDA0001363723920000102
根据以上两式作出两种控制方式的瞬时输入功率标幺值在不同输入电压下的变化曲线，如图10(a)和图10(b)。其中(a)是传统控制方式下输入电压为
Figure BDA0001363723920000103
Figure BDA0001363723920000104
时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图，(b)是定频控制方式下输入电压为
Figure BDA0001363723920000105
时瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。
当瞬时输入功率标幺值大于1时，输出电容储存能量；当瞬时输入功率标幺值小于1时，输出电容释放能量，输出电容起到缓冲输入输出功率的作用，t1和t2分别为P* in1(t)和P* in2(t)与1的第一个交点对应的时间，通过计算可以表示为
Figure BDA0001363723920000106
Figure BDA0001363723920000107
由式(34)和式(35)，可以求得储能电容Co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为
Figure BDA0001363723920000108
根据电容储能的计算公式，
Figure BDA0001363723920000111
和
Figure BDA0001363723920000112
又可表示为
Figure BDA0001363723920000113
其中ΔVo1和ΔVo2分别是定频控制和传统控制下的输出电压纹波峰峰值。
由式(36)和(37)可得
Figure BDA0001363723920000114
令Co＝2200uF，由式(38)可以作出两种情况下的输出电压纹波曲线，如图11所示。从图中可以看出，采用恒定开关频率控制后，在90VAC、110VAC、220VAC、264VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先的44.6％、43.0％、46.2％、48.9％。
4本发明恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器
结合图12本发明的电路结构示意图，输入电压vg经运放组成的第一跟随器得到vA＝Vmsinωt。输出电压Vo同样经运放组成的第二跟随器得vB＝Vo。vA与vB接入减法电路，其输出vC＝k1(Vmsinωt-Vo)，其中k1＝R4/R3，R3＝R2，R1＝R4。VA与vC接入除法电路，其输出vD＝k1(Vmsinωt-Vo)/Vmsinωt。输出电压Vo通过输出电压反馈电路得到误差信号vEA，vEA与vD，接入CRM控制和驱动电路的乘法器，其输出电压与电阻Rt上的电压比较后，控制开关管Qb的关断，电阻Rz上的电压经过零检测后，控制开关管Qb的开通，这样就可得到如式(19)所示变化规律的导通时间。其中vA、vB、vC、vD分别为第一跟随电路3、第二跟随电路4、减法电路5、除法电路6的电压输出值。
本发明恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、开关管Qb、二极管Db、电感Lb、滤波电容Co和负载RLd，其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Qb的一端连接，开关管Qb另一端分别接入电感Lb的一端和二极管Db的阴极，电感Lb的另一端分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，二极管Db的阳极、滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；
以
Figure BDA0001363723920000121
为导通时间变化规律作为控制电路的输出信号驱动开关管Qb，包括CRM控制和驱动电路2、第一跟随电路3、第二跟随电路4、减法电路5、除法器6、输出电压反馈电路7；其中CRM控制和驱动电路2的输出端与开关管Qb的门极连接；第一跟随电路3的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一跟随电路3的输出端A分别与除法器6的一个输入端和减法电路5的一个输入端连接；第二跟随电路4的输入端与主功率电路1的输出电压Vo的正极连接，第二跟随电路4的输出端B与减法电路5的另一个输入端连接；减法电路5的输出端C和第一跟随电路8的输出端A分别连接除法器6的不同输入端；除法器6的输出端D与CRM控制和驱动电路2的一个输入端连接；输出电压反馈电路7的输入端连接主功率电路1的输出电压Vo的正极，输出电压反馈电路7的输出端连接CRM控制和驱动电路2的另一输入端。
进一步地，所述的CRM控制和驱动电路2包括电感Lz、电阻Rz、电阻Rt、电阻Rd、驱动器、集成芯片L6561；电感Lz的一端连接参考点电位零点、另一端连接电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与电感Lb连接开关管Qb的一端为同名端，集成芯片L6561的过零检测输入端连接电阻Rz的另一端，除法器6的输出端D和输出电压反馈电路7的输出端分别连接CRM控制和驱动电路2中集成芯片L6561的两个输入端，电阻Rt一端连接开关管Qb的源极，另一端连接集成芯片L6561的第三个输入端，集成芯片L6561的Q端通过驱动与电阻Rd串联后接入开关管Qb的门极。
进一步地，所述的第一跟随电路3包括第一运算放大器A1；第一运算放大器A1的正相输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一运算放大器A1的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。
进一步地，所述的第二跟随电路4包括第二运算放大器A2；第二运算放大器A2的正相输入端与主功率电路1的输出电压Vo的正极连接，第二运算放大器A2的反向输入端与输出端D直接连接，构成同相电压跟随器。
进一步地，所述的减法电路5包括第三运算放大器A3、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；其中第三电阻R3的一端与第二跟随电路4的输出端连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接，且第三电阻R3与第四电阻R4的公共端接入第三运算放大器A3的反向输入端，第四电阻R4的另一端与第三运算放大器A3的输出端连接，第二电阻R2的一端与第一跟随电路3的输出端连接，第二电阻R2的另一端与第一电阻R1一端连接，第一电阻R1的另一端连接参考电位零点，且第二电阻R2与第一电阻R1的公共端接入第三运算放大器A3的同向输入端，构成减法电路。
进一步地，所述输出电压反馈电路7包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第一电容C1、第四运算放大器A4；其中第五电阻R5的一端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接、另一端连接第六电阻R6的一端，且第五电阻R5与第六电阻R6的公共端接入第四运算放大器A4的反相输入端，第六电阻R6的另一端连接参考电位零点，第七电阻R7与第一电容C1串联后接入第四运算放大器A4的反相输入端和输出端之间，第四运算放大器A4的同相输入端与输入电压参考点Vog连接，第四运算放大器A4的输出端即输出电压反馈电路7的输出端连接CRM控制和驱动电路2中L6561的一个输入端。
综上所述，本发明的恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，采用定频控制的方法，本质是在最优三次谐波控制的基础上，实现了减小输入电流中的三次谐波含量并进一步注入适量的五次和七次谐波，使得在低电压范围内提高了功率因数，并减小了输出电压纹波。

Claims (4)

1.一种恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路；
所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、开关管Qb、二极管Db、电感Lb、滤波电容Co和负载RLd，其中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与开关管Qb的源极连接，开关管Qb的漏极分别接入电感Lb的一端和二极管Db的阴极，电感Lb的另一端分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，二极管Db的阳极、滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路(2)、第一跟随电路(3)、第二跟随电路(4)、减法电路(5)、除法器(6)、输出电压反馈电路(7)；其中CRM控制和驱动电路(2)的输出端与开关管Qb的栅极连接；第一跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一跟随电路(3)的输出端A分别与除法器(6)的一个输入端和减法电路(5)的一个输入端连接；第二跟随电路(4)的输入端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接，第二跟随电路(4)的输出端B与减法电路(5)的另一个输入端连接；减法电路(5)的输出端C和第一跟随电路(8)的输出端A分别连接除法器(6)的不同输入端；输出电压反馈电路(7)的输入端连接主功率电路(1)的输出电压Vo的正极；
所述的CRM控制和驱动电路(2)包括电感Lz、电阻Rz、电阻Rt、电阻Rd、驱动器、集成芯片L6561；电感Lz的一端连接参考点电位零点、另一端连接电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与电感Lb连接开关管Qb漏极的一端为同名端，集成芯片L6561的过零检测输入端连接电阻Rz的另一端，除法器(6)的输出端D和输出电压反馈电路(7)的输出端分别连接CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的两个输入端，电阻Rt一端连接开关管Qb的源极，另一端连接集成芯片L6561的第三个输入端，集成芯片L6561的Q端通过驱动器与电阻Rd串联后接入开关管Qb的栅极；
所述的减法电路(5)包括第三运算放大器A3、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4；其中第三电阻R3的一端与第二跟随电路(4)的输出端B连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4一端连接，且第三电阻R3与第四电阻R4的公共端接入第三运算放大器A3的反向输入端，第四电阻R4的另一端与第三运算放大器A3的输出端连接，第二电阻R2的一端与第一跟随电路(3)的输出端A连接，第二电阻R2的另一端与第一电阻R1一端连接，第一电阻R1的另一端连接参考电位零点，且第二电阻R2与第一电阻R1的公共端接入第三运算放大器A3的同向输入端；
以
Figure FDA0002791418830000021
为导通时间变化规律作为控制电路的输出信号驱动开关管Qb，输入电压采样点vg经第一运算放大器A1组成的第一跟随电路得到vA＝Vmsinωt，输出电压Vo同样经第二运算放大器A2组成的第二跟随电路得vB＝Vo；Vm和ω分别为输入电压源vin的幅值和角频率；θ＝arcsin(Vo/Vm)；Po为变换器的输出功率；vA与vB接入减法电路，其输出vC＝k1(Vmsinωt-Vo)，其中k1＝R4/R3，R3＝R2，R1＝R4；VA与vC接入除法器，其输出vD＝k1(Vmsinωt-Vo)/Vmsinωt；输出电压Vo通过输出电压反馈电路得到误差信号vEA，vEA与vD接入CRM控制和驱动电路的乘法器，其输出电压与电阻Rt上的电压比较后，控制开关管Qb的关断，电阻Rz上的电压经过零检测后，控制开关管Qb的开通；其中vA、vB、vC、vD分别为第一跟随电路(3)、第二跟随电路(4)、减法电路(5)、除法器(6)的电压输出值。
2.根据权利要求1所述的恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，其特征在于，所述的第一跟随电路(3)包括第一运算放大器A1；第一运算放大器A1的正相输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一运算放大器A1的反向输入端与输出端A连接。
3.根据权利要求1所述的恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，其特征在于，所述的第二跟随电路(4)包括第二运算放大器A2；第二运算放大器A2的正相输入端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接，第二运算放大器A2的反向输入端与输出端B连接。
4.根据权利要求1所述的恒定开关频率控制的CRM降压PFC变换器，其特征在于，所述输出电压反馈电路(7)包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第一电容C1、第四运算放大器A4；其中第五电阻R5的一端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接、另一端连接第六电阻R6的一端，且第五电阻R5与第六电阻R6的公共端接入第四运算放大器A4的反相输入端，第六电阻R6的另一端连接参考电位零点，第七电阻R7与第一电容C1串联后接入第四运算放大器A4的反相输入端和输出端之间，第四运算放大器A4的同相输入端与输入电压参考点Vog连接，第四运算放大器A4的输出端即输出电压反馈电路(7)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)中集成芯片L6561的一个输入端。
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