CN109951098B - 一种快速隔离断路器及其控制算法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种快速隔离断路器及其控制算法，属于电子电路领域，包括EMI滤波电路、整流电路、全桥电路拓扑电路、输出滤波电路、电压电流采集电路、模数转换电路、驱动电路、PWM产生电路、母线电压检测电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路、零极点补偿电路Ⅲ和控制电路。本发明的AC‑DC双向电源不仅电路简单，对各种干扰也做了处理，降低电路成本，降低电路纹波，使得电路系统稳定，每个电子器件不仅在AC‑DC还是DC‑AC都可以实现价值，实现电路最大效率。

Description

一种快速隔离断路器及其控制算法

技术领域

本发明涉及电子电路领域，尤其涉及一种快速隔离断路器及其控制算法。

背景技术

目前面对能源危机和对环境的保护，新能源应运而生。

AC-DC电路是将交流电整流成直流电，多采用Boost升压电路，这样可以提高电路的功率。同时，为了提高功率因数，减小谐波电流，PFC(power factor correct)电路的研究与应用也得到重视。相对于传统的PFC电路，无桥PFC省掉了前级的整流桥，使得电路的效率得以提升。基于双向AC-DC变换器的能量系统不仅具有高效的能源利用效率，并且可以实现直流侧能量的回收再利用，实现了能源的高效利用。DC-AC电路是将直流电逆变成交流电，从而供模块或者设备使用。

数字电源在开关频率更高的情况下实施更为复杂的非线性预测及自适应控制算法，从而令电源设计实现更佳的能效和电源规格，所以数字电源比模拟电源更具有前景。但是目前的单向无桥PFC电路中，共模干扰严重，为了更好的应用无桥PFC来实现整流的同时能量能够双向流动，不造成能量损耗，并且能够在此电路拓扑的基础上实现逆变，实现设计一个充放电体系很重要。

发明内容

本发明的目的在于提供一种快速隔离断路器及其控制算法，解决现有双向AC-DC充放电模块效率不高、稳定性差的技术问题。

一种快速隔离断路器，包括EMI滤波电路、整流电路、全桥电路拓扑电路、输出滤波电路、电压电流采集电路、模数转换电路、驱动电路、PWM产生电路、母线电压检测电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路、零极点补偿电路Ⅲ和控制电路；

所述整流电路的输入端与电源输入端连接，所述整流电路的输出端与全桥电路拓扑电路的输入端连接，所述全桥电路拓扑电路的输出端与输出滤波电路连接，所述EMI滤波电路设置在整流电路的输入端，所述电压电流采集电路的采集端与整流电路的输入端连接，所述驱动电路与全桥电路拓扑电路连接，所述PWM产生电路的输出端与驱动电路连接，所述母线电压检测电路的采集端与输出滤波电路的输出端连接，所述模数转换电路的输入端与电压电流采集电路和母线电压检测电路连接，所述模数转换电路的输出端分别与零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路和零极点补偿电路Ⅱ连接，所述零极点补偿电路Ⅰ经PFC电路与零极点补偿电路Ⅱ连接，所述零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路和零极点补偿电路Ⅲ均与PWM产生电路连接，所述控制电路分别与EMI滤波电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路和零极点补偿电路Ⅲ连接。

进一步地，所述整流电路由电感L1、L2组成，所述电感L1、L2分别连接在输入端的正负极上。

进一步地，所述全桥电路拓扑电路包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4和功率二极管D1、D2、D3、D4，所述功率二极管D1并联在功率开关管Q1的漏极和源极两端，所述功率二极管D2并联在功率开关管Q2的漏极和源极两端，所述功率二极管D3并联在功率开关管Q3的漏极和源极两端，所述功率二极管D4并联在功率开关管Q4的漏极和源极两端，所述功率开关管Q1的源极与功率开关管Q2的漏极连接，所述功率开关管Q3的源极与功率开关管Q4的漏极连接，所述功率开关管Q1的漏极与功率开关管Q3漏极连接，所述功率开关管Q2的源极与功率开关管Q4源极连接。

进一步地，所述输出滤波电路包括功率电感Lo、输出电容Cr、LC和电阻R，所述功率电感Lo一端与桥电路拓扑电路连接，另一端均与输出电容Cr、LC和电阻R的一端连接，所述输出电容Cr、LC和电阻R并联设置。

进一步地，本发明还包括过零检测电路，所述过零检测电路的检测端与整流电路的输入端连接，所述过零检测电路的输出端与控制电路连接。

进一步地，所述电压电流采集电路包括电压采集电路和电流采集电路，所述电压采集电路和电流采集电路的采集端均与整流电路的输入端连接，输出端均与模数转换电路连接。

一种快速隔离断路器的控制算法，其特征在于：包括如下步骤：

输出电压Uo，设置参考电压Uref，输出电压Uo进行外环电压闭环，误差为：

E(k)＝Uo-Uref (1)

2阶零极点补偿传递函数为：

即：u(k)＝b₀e(k)+b₁e(k-1)+b₂e(k-2)-a₁u(k-1)-a₂u(k-2) (3)

式中，a₁，a₂为补偿器的极点补偿，b₀，b₁，b₂为补偿器的零点补偿，u(k)是补偿器当前输出值，u(k-1)是补偿器上一次输出值，u(k-2)是补偿器上上次输出值，e(k)是当前误差，e(k-1)是上一次误差，e(k-2)是上上次误差，

将(1)式带入(3)式，可得到电压外环输出值

V_pfcout(k)＝b₀e(k)+b₁e(k-1)+b₂e(k-2)-a₁V_pfcout(k-1)-a₂V_pfcout(k-2) (4)

式中，a₁，a₂为补偿器的极点补偿，b₀，b₁，b₂为补偿器的零点补偿，V_pfcout(k)是电压外环补偿器当前输出值，V_pfcout(k-1)是电压外环补偿器上一次输出值，V_pfcout(k-2)是电压外环补偿器上上次输出值，e(k)是当前电压误差，e(k-1)是上一次电压误差,e(k-2)是上上次电压误差，

将此电压外环的输出值V_pfcout(k)乘以输入交流电压采样V_AC(k)，V_rms为输出的交流电的均方根值，得到电流环的参考电流I_lref＝V_pfcout(k)*V_AC(k)/V_rms (5)

对此电流环闭环，采样模块采样的电感电流为I_ac，电流环的误差i(k)＝I_ac-I_lref(6)

电流环输出的值即为占空比

duty(k)＝d₀i(k)+d₁i(k-1)+d₂i(k-2)-c₁duty(k-1)-c₂duty(k-2) (7)

式中，c₁，c₂为电流内环补偿器的极点补偿，d₀，d₁，d₂为补偿器的零点补偿。duty(k)是当前占空比，duty(k-1)是上一次占空比，duty(k-2)是上上次占空比，i(k)是当前电流误差，i(k-1)是上一次电流误差，i(k-2)是上上次电流误差，

调节补偿器的零极点a,b,c,d即可对其传递函数进行补偿，

前置反馈开环所得的占空比

式中，Uref是参考电压，V_AC(k)是采集的输入交流电压，

所得的占空比duty＝duty1+duty2,这样，就能达到提高电路的PF值，从而实现PFC，提升了电路工作效率，将计算得到的duty传给PWM电路，进而控制开关管驱动波形。

本发明采用了上述技术方案，本发明具有以下技术效果：

本发明的AC-DC双向电源不仅电路简单，对各种干扰也做了处理，降低电路成本，降低电路纹波，使得电路系统稳定，每个电子器件不仅在AC-DC还是DC-AC都可以实现价值，实现电路最大效率。

附图说明

图1是本发明的整体电路示意图。

图2是本发明的控制算法流程图。

图3是本发明的整流驱动波形。

图4是本发明的逆变驱动波形。

图5是本发明的算法流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举出优选实施例，对本发明进一步详细说明。然而，需要说明的是，说明书中列出的许多细节仅仅是为了使读者对本发明的一个或多个方面有一个透彻的理解，即便没有这些特定的细节也可以实现本发明的这些方面。

如图1所示，一种快速隔离断路器，包括EMI滤波电路、整流电路、全桥电路拓扑电路、输出滤波电路、电压电流采集电路、模数转换电路、驱动电路、PWM产生电路、母线电压检测电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路、零极点补偿电路Ⅲ和控制电路；

所述整流电路的输入端与电源输入端连接，所述整流电路的输出端与全桥电路拓扑电路的输入端连接，所述全桥电路拓扑电路的输出端与输出滤波电路连接，所述EMI滤波电路设置在整流电路的输入端，所述电压电流采集电路的采集端与整流电路的输入端连接，所述驱动电路与全桥电路拓扑电路连接，所述PWM产生电路的输出端与驱动电路连接，所述母线电压检测电路的采集端与输出滤波电路的输出端连接，所述模数转换电路的输入端与电压电流采集电路和母线电压检测电路连接，所述模数转换电路的输出端分别与零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路和零极点补偿电路Ⅱ连接，所述零极点补偿电路Ⅰ经PFC电路与零极点补偿电路Ⅱ连接，所述零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路和零极点补偿电路Ⅲ均与PWM产生电路连接，所述控制电路分别与EMI滤波电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路和零极点补偿电路Ⅲ连接。

当整流的时候，实现PFC功能，当直流侧电池能量需要传递给交流侧时候，将直流电池侧的电能回馈到交流侧，实现了能量的回收再利用，避免了能量的损耗，提高了能量的利用率。也就是说，在实现整流模式的时候能够实现能量的双向流动，这种能量回馈功能将在电池化成过程以及电池充放电应用场所具有不可替代的节能降耗作用。当我们需要逆变的时候，即将直流电压逆变成交流电从而给设备供电，电路工作在逆变模式，从而实现应急功能。

整流模式具有PFC功能和能量双向流动的功能，当母线电压过高时，能量自动逆流，保证能力双向。逆变模式可作为将直流电逆变成交流电功能。

所述整流电路由电感L1、L2组成，所述电感L1、L2分别连接在输入端的正负极上。所述全桥电路拓扑电路包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4和功率二极管D1、D2、D3、D4，所述功率二极管D1并联在功率开关管Q1的漏极和源极两端，所述功率二极管D2并联在功率开关管Q2的漏极和源极两端，所述功率二极管D3并联在功率开关管Q3的漏极和源极两端，所述功率二极管D4并联在功率开关管Q4的漏极和源极两端，所述功率开关管Q1的源极与功率开关管Q2的漏极连接，所述功率开关管Q3的源极与功率开关管Q4的漏极连接，所述功率开关管Q1的漏极与功率开关管Q3漏极连接，所述功率开关管Q2的源极与功率开关管Q4源极连接。所述输出滤波电路包括功率电感Lo、输出电容Cr、LC和电阻R，所述功率电感Lo一端与桥电路拓扑电路连接，另一端均与输出电容Cr、LC和电阻R的一端连接，所述输出电容Cr、LC和电阻R并联设置。

功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4组成全桥电路拓扑和功率电感L1、L2，起到整流的作用。所述的4个功率二极管D1、D2、D3、D4是开关管内部的体二极管，用作续流。所述功率电感L1和功率电感L2为储能变换电感，功率电感Lo为输出滤波电感，和输出电容Cr构成LC滤波器，也可作为DC-AC逆变向的储能电感，所述电容Co是储能电容，R为负载，EMI模块来减少干扰。预充继电器可以为电感提前储能，使得电感电流处于连续模式，提高电路稳定性。所述的开关管Q1、Q2、Q3、Q4，可以为MOS管，或者IGBT。

本发明还包括过零检测电路，所述过零检测电路的检测端与整流电路的输入端连接，所述过零检测电路的输出端与控制电路连接。所述电压电流采集电路包括电压采集电路和电流采集电路，所述电压采集电路和电流采集电路的采集端均与整流电路的输入端连接，输出端均与模数转换电路连接。

判断输入的交流电的正负周期采用过零检测模块，从而传输给主控模块，这样主控模块软件部分可以控制对哪个电感充放电，从而提升效率。全桥电路的PWM驱动波形采用单极性方式，即两个开关管处于高频，两个开关管处于低频。

所述电容Co是储能电容，R为负载，EMI模块来减少干扰。预充继电器可以为电感提前储能，使得电感电流处于连续模式，提高电路稳定性。

主控模块采用数字芯片，数字电源比模拟电源稳定性好，模拟电源的乘法器，差分器等都可以用软件算法来实现，使的电路不会产生温飘，成本减少等，控制性能也更优越。PFC控制策略选择平均电流控制，具有双环控制，能够提高系统的带宽，使得系统更加的稳定，补偿控制采用两零点两极点补偿器，实现2阶算法补偿，即使在重载或者负载突变的情况下也行使得系统稳定。

所述主控模块可以采用DSP或者ARM芯片。

所述驱动模块和主控模块的PWM模块电连接，同时与开关管Q1,Q2,Q3,Q4的基极电连接，从而使得主控控制开关管。

Boost PFC电路拓扑是两个基本boost电路组成，采用双电感结构，使得在输入交流电的正周期和负周期分别升压，比起传统使用单电感储能系统更加稳定。这种无桥PFC结构共模干扰严重，C1,C2用来滤除干扰。相比传统采用整流桥电路先整流，此拓扑无需整流桥，大大提高了电路工作效率。由于开关管的驱动方式是单极性，也可以作为逆变的驱动方式，这样当母线的电压过高时能量能够逆流。开关管的驱动波形方式见图2。Q1和Q2处于高频模式，并且互补对称，注意要保留死区。Q3与Q4的驱动波形也是互补对称的，频率为工频，注意保留死区。判断输入的交流电的正负周期采用过零检测模块，从而传输给主控模块，这样主控模块软件部分可以控制对哪个电感充放电，从而提升效率。使得开关管的Q3与Q4能够跟随工频来工作。

一种快速隔离断路器的控制算法，其特征在于：包括如下步骤：

整流阶段，采用的控制算法是改进型平均电流控制算法，是基于电压外环，电流内环进行闭环控制,同时引入了前馈控制。所得的占空比由电压外环和电流内环产生的duty1，和前馈开环所得占空比duty2的加权和，即占空比duty＝duty1+duty2.对于双环控制的PFC算法来说，外环的电压环的带宽与内环电流环的带宽相比较来说更低，所以对于输入电流的THD来说，电流内环起到了决定性的因素，当加一个开环的前馈反馈，可以减轻电流内环的压力。

输出电压Uo，设置参考电压Uref，输出电压Uo进行外环电压闭环，误差为：

E(k)＝Uo-Uref (1)

2阶零极点补偿传递函数为：

即：u(k)＝b₀e(k)+b₁e(k-1)+b₂e(k-2)-a₁u(k-1)-a₂u(k-2) (3)

式中，a₁，a₂为补偿器的极点补偿，b₀，b₁，b₂为补偿器的零点补偿，u(k)是补偿器当前输出值，u(k-1)是补偿器上一次输出值，u(k-2)是补偿器上上次输出值，e(k)是当前误差，e(k-1)是上一次误差，e(k-2)是上上次误差，

将(1)式带入(3)式，可得到电压外环输出值

V_pfcout(k)＝b₀e(k)+b₁e(k-1)+b₂e(k-2)-a₁V_pfcout(k-1)-a₂V_pfcout(k-2) (4)

式中，a₁，a₂为补偿器的极点补偿，b₀，b₁，b₂为补偿器的零点补偿，V_pfcout(k)是电压外环补偿器当前输出值，V_pfcout(k-1)是电压外环补偿器上一次输出值，V_pfcout(k-2)是电压外环补偿器上上次输出值，e(k)是当前电压误差，e(k-1)是上一次电压误差,e(k-2)是上上次电压误差，

将此电压外环的输出值V_pfcout(k)乘以输入交流电压采样V_AC(k)，V_rms为输出的交流电的均方根值，得到电流环的参考电流I_lref＝V_pfcout(k)*V_AC(k)/V_rms(5)

对此电流环闭环，采样模块采样的电感电流为I_ac，电流环的误差i(k)＝I_ac-I_lref(6)

电流环输出的值即为占空比

duty(k)＝d₀i(k)+d₁i(k-1)+d₂i(k-2)-c₁duty(k-1)-c₂duty(k-2) (7)

式中，c₁，c₂为电流内环补偿器的极点补偿，d₀，d₁，d₂为补偿器的零点补偿。duty(k)是当前占空比，duty(k-1)是上一次占空比，duty(k-2)是上上次占空比，i(k)是当前电流误差，i(k-1)是上一次电流误差，i(k-2)是上上次电流误差，

调节补偿器的零极点a,b,c,d即可对其传递函数进行补偿，

前置反馈开环所得的占空比

式中，Uref是参考电压，V_AC(k)是采集的输入交流电压，

所得的占空比duty＝duty1+duty2,这样，就能达到提高电路的PF值，从而实现PFC，提升了电路工作效率，将计算得到的duty传给PWM电路，进而控制开关管驱动波形。

那么所得的占空比duty＝duty1+duty2,这样，就能达到提高电路的PF值，从而实现PFC，提升了电路工作效率。

AC-DC整流阶段实现软启动，在电路刚开始工作时，主控模块将开关管Q1,Q2,Q3,Q4关闭，通过开关管内部的体二极管将交流电自然整流升压，使得母线电压存在电压，然后分阶段设置参考电压，Uref1，Uref2，Uref，其中Uref1<Uref2<Uref，每个阶段的补偿器零极点系数不一样，可以由调试得出。这样系统输出的电压是分阶段上升的，即使带了重载，系统工作也较稳定。

DC-AC逆变时，电感Lo为储能电感，电容C1，C2也能够滤除掉输出的高频谐波。驱动波形方式采用单极性，上下两个开关管驱动波形波形互补对称，使得两个管子处于低频，也就是我们要输出的交流电的频率，另外两个管子处于高频，降低管耗，提升了电路效率。闭环回路采用零极点补偿的方式，使得系统更加的稳定。设置参考电压表为一个正弦表v_sin，然后与采集的交流电压V_AC进行闭环调节，所采用的方式即用式3即可。

具体的控制算法参见图2。

AC-DC整流阶段实现软启动，在电路刚开始工作时，主控模块将开关管Q1,Q2,Q3,Q4关闭，通过开关管内部的体二极管将交流电自然整流升压，使得母线电压存在电压，然后分阶段设置参考电压，Uref1，Uref2，Uref，其中Uref1<Uref2<Uref，每个阶段的补偿器零极点系数不一样，可以由调试得出。这样系统输出的电压是分阶段上升的，即使带了重载，系统工作也较稳定。

DC-AC逆变时，电感Lo为储能电感，电容C1，C2也能够滤除掉输出的高频谐波。驱动波形方式采用单极性，上下两个开关管驱动波形互补对称，使得两个管子处于低频，也就是我们要输出的交流电的频率，另外两个管子处于高频，降低管耗，提升了电路效率。驱动波形方式见图3。闭环回路采用零极点补偿的方式，使得系统更加的稳定。设置参考电压表为一个正弦表v_si_n，然后与采集的交流电压V_AC进行闭环调节，所采用的方式即用式3即可。

主控软件设计流程图如图5。

所以，本发明实现的AC-DC双向电源不仅电路简单，算法简单，对各种干扰也做了处理，降低电路成本，降低电路纹波，使得电路系统稳定，每个电子器件不仅在AC-DC还是DC-AC都可以实现价值，实现电路最大效率。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种快速隔离断路器，其特征在于：包括EMI滤波电路、整流电路、全桥电路拓扑电路、输出滤波电路、电压电流采集电路、模数转换电路、驱动电路、PWM产生电路、母线电压检测电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路、零极点补偿电路Ⅲ和控制电路；

所述整流电路的输入端与电源输入端连接，所述整流电路的输出端与全桥电路拓扑电路的输入端连接，所述全桥电路拓扑电路的输出端与输出滤波电路连接，所述EMI滤波电路设置在整流电路的输入端，所述电压电流采集电路的采集端与整流电路的输入端连接，所述驱动电路与全桥电路拓扑电路连接，所述PWM产生电路的输出端与驱动电路连接，所述母线电压检测电路的采集端与输出滤波电路的输出端连接，所述模数转换电路的输入端与电压电流采集电路和母线电压检测电路连接，所述模数转换电路的输出端分别与零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路和零极点补偿电路Ⅱ连接，所述零极点补偿电路Ⅰ经PFC电路与零极点补偿电路Ⅱ连接，所述零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路和零极点补偿电路Ⅲ均与PWM产生电路连接，所述控制电路分别与EMI滤波电路、零极点补偿电路Ⅰ、PFC电路、零极点补偿电路Ⅱ、除法器电路和零极点补偿电路Ⅲ连接；

所述整流电路由电感L1、L2组成，所述电感L1、L2分别连接在输入端的正负极上；

所述全桥电路拓扑电路包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4和功率二极管D1、D2、D3、D4，所述功率二极管D1并联在功率开关管Q1的漏极和源极两端，所述功率二极管D2并联在功率开关管Q2的漏极和源极两端，所述功率二极管D3并联在功率开关管Q3的漏极和源极两端，所述功率二极管D4并联在功率开关管Q4的漏极和源极两端，所述功率开关管Q1的源极与功率开关管Q2的漏极连接，所述功率开关管Q3的源极与功率开关管Q4的漏极连接，所述功率开关管Q1的漏极与功率开关管Q3漏极连接，所述功率开关管Q2的源极与功率开关管Q4源极连接；

所述输出滤波电路包括功率电感Lo、输出电容Cr、LC和电阻R，所述功率电感Lo一端与桥电路拓扑电路连接，另一端均与输出电容Cr、LC和电阻R的一端连接，所述输出电容Cr、LC和电阻R并联设置；

还包括过零检测电路，所述过零检测电路的检测端与整流电路的输入端连接，所述过零检测电路的输出端与控制电路连接；

所述电压电流采集电路包括电压采集电路和电流采集电路，所述电压采集电路和电流采集电路的采集端均与整流电路的输入端连接，输出端均与模数转换电路连接；

上述一种快速隔离断路器的控制算法，包括如下步骤：

输出电压Uo，设置参考电压Uref，输出电压Uo进行外环电压闭环，误差为：

E(k)＝Uo-Uref (1)

2阶零极点补偿传递函数为：

即：u(k)＝b₀e(k)+b₁e(k-1)+b₂e(k-2)-a₁u(k-1)-a₂u(k-2) (3)

式中，a₁，a₂为补偿器的极点补偿，b₀，b₁，b₂为补偿器的零点补偿，u(k)是补偿器当前输出值，u(k-1)是补偿器上一次输出值，u(k-2)是补偿器上上次输出值，e(k)是当前误差，e(k-1)是上一次误差，e(k-2)是上上次误差，

将(1)式带入(3)式，可得到电压外环输出值

V_pfcout(k)＝b₀e(k)+b₁e(k-1)+b₂e(k-2)-a₁V_pfcout(k-1)-a₂V_pfcout(k-2) (4)

式中，a₁，a₂为补偿器的极点补偿，b₀，b₁，b₂为补偿器的零点补偿，V_pfcout(k)是电压外环补偿器当前输出值，V_pfcout(k-1)是电压外环补偿器上一次输出值，V_pfcout(k-2)是电压外环补偿器上上次输出值，e(k)是当前电压误差，e(k-1)是上一次电压误差，e(k-2)是上上次电压误差，

将此电压外环的输出值V_pfcout(k)乘以输入交流电压采样V_AC(k)，V_rms为输出的交流电的均方根值，得到电流环的参考电流I_lref＝V_pfcout(k)*V_AC(k)/V_rms(5)对此电流环闭环，采样模块采样的电感电流为I_ac，电流环的误差i(k)＝I_ac-I_lref(6)电流环输出的值即为占空比

duty(k)＝d₀i(k)+d₁i(k-1)+d₂i(k-2)-c₁duty(k-1)-c₂duty(k-2) (7)

式中，c₁，c₂为电流内环补偿器的极点补偿，d₀，d₁，d₂为补偿器的零点补偿，duty(k)是当前占空比，duty(k-1)是上一次占空比，duty(k-2)是上上次占空比，i(k)是当前电流误差，i(k-1)是上一次电流误差，i(k-2)是上上次电流误差，调节补偿器的零极点a,b,c,d即可对其传递函数进行补偿，

前置反馈开环所得的占空比

式中，U_ref是参考电压，V_AC(k)是采集的输入交流电压，

所得的占空比duty＝duty1+duty2,这样，就能达到提高电路的PF值，从而实现PFC，提升了电路工作效率，将计算得到的duty传给PWM电路，进而控制开关管驱动波形。