CN202334299U - 微功耗功率因数校正器 - Google Patents

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Abstract

功率因数校正器由一个电压补偿电路组成,此电压补偿电路产生的补偿电压Vc与输入电压Vi叠加,形成输出电压Vo,电压补偿电路由场效应管Q1、Q2,电感L1,电容C1组成,场效应管Q1的漏极接电容C1的正极,其源极接场效应管Q2的漏极,场效应管Q2的源极接地,电感L1一端接场效应管Q1的源极,一端接电容C1的负极,电容C1的负极构成端点Vi,输入电压接在端点Vi和地之间,输出电压Vo由电容C1的正极输出。微功耗功率因数校正器采用电压补偿的方法,实现了对电网电压的功率因数校正,达到网侧功率因数为1、总揩波畸变THD为零。

Description

微功耗功率因数校正器
技术领域
本实用新型涉及一种微功耗功率因数校正器。 
背景技术
图1是单相不控整流电路,输入电网电压Vi通过由D1-D4组成的桥整流后,用大电容C1滤波,输入电压Vi是正弦波电压,但其中流过的电流Ii的波形产生了严重畸变。电路稳定后,设电容C1上的电压充到260V,市电幅值小于260V的所有对应时刻,都不能对电容充电,意味着在这些时刻,电网没有电流流出,只有幅值大于260V的对应时刻,市电才可能对电容C1充电,也只有这些时刻,才有电流从电网流出,于是输入电流相对于输入电压产生了畸变。 
图2是输入电压Vi的仿真波形,图3是输入电流Ii的仿真波形,在电路启动的瞬间,电容上的电压为零,市电所有幅值对应的所有时刻,都能对电容C1充电,因此电流Ii的波形非常接近电压Vi的波形,随着电容电压不断上升,能对电容充电的对应时刻不断减少,输入电流Ii最后形成稳定的、正弦曲线的头部脉冲系列波。在容性负载的场合,由于网侧电流Ii波形和电压Vi波形不重合,致使功率因数仅为60%以下;在极短时间从电网吸收极大电流,同时伴有电流的零跳变和极值跳变,会产生强烈的EMI干扰,总谐波畸变THD可达60%以上。 
图1单相不控整流电路如不加接滤波电容C1,是纯电阻负载,则输入电流Ii的波形和输入电压Vi的波形完全同步。图2上面是输入电压Vi的仿真波形,下面是输入电流Ii的仿真波形,纯电阻负载的情况,输入电压所有幅值对应的所时刻都有电流从电网流出。 
图4是三相不控整流电路,输入电压Va、Vb、Vc星形联接,后接由D1-D6组成的三相整流桥,电阻R1和电容C1是整流电路的负载,图6是输入电流的仿真波形,输入电流Ii最后形成稳定的、正弦曲线的头部脉冲系列波。 
图4整流电路如不加接滤波电容C1,是纯电阻负载,则输入电流Ii的波形和输入电压Vi的波形完全同步。图5上面是输入电压Vi整流后的仿真波形,下面是输入电流Ii的仿真波形,在纯电阻负载的情况下,输入电压所有幅值对应的所时刻都有电流从电网流出,输入电流和输入电压完全同步。 
图7是三相不控整流电路,输入电压Va、Vb、Vc三角形联接,后接由D1-D6组成的整流桥,电阻R1是纯电阻负载,图8、图9、图10是三相输入电流Ia、Ib、Ic和三相输入电压Va、Vb、Vc比较的仿真波形,可以看到,三相电路中,并不是所有幅值对应的所有时刻,都有电流从网侧流出,即在一个周期中,当A相的幅值小于B相的幅值后,A相就不再有电流从网侧流出,8相开始有电流从网侧流出,此前,B相一直没有电流从网侧流出,三相电流这种形状的仿真波形,正说明了上述现象,后文三相三角形接法功率因数校正后的电流仿真波形正是这样的波形,有可能误以为电流波形相对电压波形发生了畸变,实际上,这种波形说明功率因数校正已经达到完美境界,和纯电阻负载时的仿真波形完全相同。 
以上分析可知[1],不良功率因数主要源于电流波形的畸变,即基波电流与基波电压产生了位移,本质上是因为采用了平波电抗器(大容量电容、电感)达到输出直流量平直的目的,是以电网提供无功功率,引起电流波形畸变为代价,从而完成交-真流变换。 
一个理想的交-直流变流器,应该在直流侧提供平直的直流电流和平直的直流电压,而从网侧仅吸收有功功率,也不引起网侧波形畸变。为达此目的,传统功率变换器采用专用芯片和磁芯电感,其原理都是采用PWM脉宽调制,先把输入正弦波电压变成高频率的方波电压,然后用大电容滤波,再变成直流电压输出。采用这种方法,可以使市电在所有幅值对应的所有时刻都有电流从电网流出,达到功率因数校正的目的,但这种方法事倍 功半、吃力不讨好,显然效率低而浪费能源,同时有以下毛病: 
1)采用脉宽调制的方法,高频率、大功率方波的产生过程,也就是强烈EMI干扰产生的过程,高频率、大功率的方波,相当于一个高频功率发射台,可以想见,所产生的干扰何其严重。 
2)功率变换过程中,输入功率的全部必须进行实际的功率变换,所有变换的功率都必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端,损耗大,效率低。 
发明内容
鉴于不良功率因数的成因,只要找到一种电路,使市电在所有幅值对应的所有时刻都有电流从网侧流出,使网侧电流波形和电压波形完全重合,基波电流与基波电压不产生位移,在直流侧提供平直的直流电压和直流电流,在网侧只吸收有功功率,而不引起波形畸变,从而功率因数为1而总谐波畸变THD为零,就达到了功率因数校正的目标。图11的电压补偿电路正是这样一种电路,此电路产生补偿电压Vc与输入电压Vi叠加,形成输出电压Vo,输入电压Vi在整个功率变换过程中并不参加实际的功率变换,也不必经过磁芯变压器或电感传递,直接到达输出端,成为输出功率,效率接近100%,既不产生EMI干扰,效率又高。 
微功耗功率因数校正器由一个电压补偿电路组成,此电压补偿电路产生的补偿电压Vc与输入电压Vd叠加,形成输出电压Vo。电压补偿电路由场效应管Q1、Q2,电感L1,电容C1组成,场效应管Q1的漏极接电容C1的正极,其源极接场效应管Q2的漏极,场效应管Q2的源极接地,电感L1一端接场效应管Q1的源极,一端接电容C1的负极,电容C1的负极构成端点Vi,输入电压Vd接在端点Vi和地之间,输出电压Vo由电容C1的正极输出。场效应管Q1可以用一个二极管D1代替,二极管D1的阴极接电容C1的正极,其阳极接场效应管Q2的漏极。 
微功耗功率因数校正器采用电压补偿的方法对功率因数进行校正,是一种全新的处理方法,其本质是产生一个形如(1-Sinx)的补偿电压Vc,叠加在输入正弦波电压Vi(Sinx)之上,使得输出电压Vo成为一条直线,用此直线电压对滤波电容充电,则输入电压所有幅值对应的所有时刻,都有电流从网侧流出,于是输入电流和输入电压完全同步,功率因数为1而总谐波畸变THD为零。 
采用电压补偿的方法进行功率因数校正,主电路不采用PWM脉宽调制的方法,无EMI干扰; 
整个输入功率的全部(Sinx)都不必进行实际的功率变换,也不必通过磁芯变压器或电感传递,直接到达输出端,其效率可视为100%,微功耗功率因数校正,实至名归,当之无愧。 
只有小部份补偿电压(1-Sinx)由电压补偿电路产生,产生补偿电压的过程,正半周只经过一个MOS管,负半周只经过一个二极管,其功率损耗极微。 
不必采用功率因数校正专用芯片,电路简单,调整容易,成本、体积、重量、功耗都是传统功率校正器的十分之。 
附图说明
图1是单相不控整流电路; 
图2是单相整流电路输入电压仿真波形; 
图3是单相整流电路接容性负载时电流的仿真波形; 
图4是单相整流电路接电阻负载时电流的仿真波形; 
图5是三相星形接法不控整流电路; 
图6是三相星形接法整流电波的输入电压仿真波形; 
图7是三相星形接法不控整流电路接容性负载A相电流仿真波形; 
图8是三相星形接法不控整流电路接容性负载B相电流仿真波形; 
图9是三相星形接法不控整流电路接容性负载C相电流仿真波形; 
图10是三相星形接法不控整流电路接阻性负载的电流仿真波形; 
图11是三相三角形接法不控整流电路; 
图12是三相三角形接法不控整流电路接纯电阻负载时A相电流、电压比较的仿真波形; 
图13是三相三角形接法不控整流电路接纯电阻负载时B相电流、电压比较的仿真波形; 
图14是三相三角形接法不控整流电路接纯电阻负载时C相电流、电压比较的仿真波形; 
图15是直流电压补偿电路; 
图16是直流电压补偿电路产生的补偿电压Vc和输出电压Vo的仿真波形; 
图17是单相功率因数校正电路; 
图18是单相功率因数校正电路输入电压仿真波形; 
图19是单相功率因数校正电路补偿电压仿真波形; 
图20是单相功率因数校正电路输入电流仿真波形; 
图21是采用UC1825芯片控制的单相功率因数校正电路; 
图22是采用UC1825芯片控制的单相功率因数校正电路输出电压仿真波形; 
图23是采用UC1825芯片控制的单相功率因数校正电路输入电压仿真波形; 
图24是采用UC1825芯片控制的单相功率因数校正电路整流电压仿真波形; 
图25是采用UC1825芯片控制的单相功率因数校正电路补偿电压仿真波形; 
图26是采用UC1825芯片控制的单相功率因数校正电路输入电流仿真波形; 
图27是具备正负对称电压输出的单相功率因数校正电路; 
图28是具备正负对称电压输出的单相功率因数校正电路输入电压仿真波形; 
图29是具备正负对称电压输出的单相功率因数校正电路输入电流仿真波形; 
图30是采用UC1825芯片控制的三相星形接法的微功耗功率因数校正器; 
图31是采用UC1825芯片控制的三相星形接法的微功耗功率因数校正器整流电压仿真波形; 
图32是采用UC1825芯片控制的三相星形接法的微功耗功率因数校正器输入电流仿真波形; 
图33是采用UC1825芯片控制的三相三角形接法的微功耗功率因数校正器; 
图34是图33输出电压、整流电压、补偿电压的仿真波形; 
图35是采用UC1825芯片控制的三相三角形接法的微功耗功率因数校正器A相电压、电流对比的仿真波形; 
图36是采用UC1825芯片控制的三相三角形接法的微功耗功率因数校正器B相电压、电流对比的仿真波形; 
图37是采用UC1825芯片控制的三相三角形接法的微功耗功率因数校正器C相电压、电流对比的仿真波形; 
图15的直流电压补偿电路,设输入电压Vi=10.5V,要求输出电压Vo=12V,该电路产生一个补偿电压Vc=1.5V,叠加在输入电压之上,使得输出电压等于12V。V1、V3是功率MOS管Q1、Q2的栅极驱动信号,都是100KHz的方波信号,V1超前V3半个周期。电路启动后,Q2饱和导通,电池V2通过Q2向电感L1充电,电感电流线性增加,电感中存贮的能量不断增多,与此同时,电容C2上的电压向负载R2放电。半个周期后,Q2截止,Q1饱和导通,存贮在电感L1中的电能通过Q1向电容C1充电。C1上的电压叠加在电池电压V2之上,在向负载电阻R2供电的同时,也向电容C2充电。图16是各点电压的仿真波形,从上到下依次是:输出电压Vo、输入电压Vi、补偿电压Vc。从图可以看到,输出电压Vo(12V),是输入电压Vi(10.5V)和补偿电压Vc(1.5V)之和。 
图15的电压补偿电路把10.5V的输入直流电压Vi补偿成12V的输出电压Vo,当然也可以对整流后的馒头波电压进行补偿。设市电整流后的馒头波电压表达式为Vi=Sinx,其幅值为1,如果用一个表达式为Vc=1-Sinx的补偿电压叠加在Vi之上,则输入馒头波电压Vi变成直线输出电压Vo:Vo=Vi+Vc=Sinx+(1-Sinx)=1,即馒头波电压Vi因电压补偿而变成了直线输出电压Vo,而非因大电容滤波变成直流输出电压Vo,这里的本质区别在于: 
馒头波电压Vd因电压补偿而变成了直线输出电压Vo,意味着市电所有幅值对应的所有时刻,都可以对输出电容C2充电,即与市电所有幅值对应的所有时刻,都有电流从网侧流出,于是输入交流电流波形和输入交流电 压波形完全吻合,功率因数为1而THD这零。 
馒头波电压Vd因大电容滤波变成直流输出电压Vo,意味着只有市电幅值大于或等于电容C2上的电压所对应的时刻,输入电压才可以对输出电容C2充电,即只有市电幅值大于或等于电容C2上的电压所对应的时刻,才有电流从网侧流出,于是输入交流电流波形和输入交流电压波形产生位移,功率因数和THD恶化。 
具体实施方式
1、单相微功耗功率因数校正器 
图17是单相微功耗功率因数校正器的原理电路,把图15直流电压补偿电路中的电池V2代之以整流后的馒头波电压Vd即可,要使输出电压Vo成为直流电压,必须在馒头波电压Vd之上叠加形如(1-Sinx)的补偿电压,其结果正是我们为之期待的,直流电压补偿电路对馒头波电压进行补偿的过程,正是功率因数校正的过程。 
在此过程中,输入馒头波电压Vd之所以成为直线输出电压Vo,那是因为在其上叠加了补偿电压Vc,补偿电压Vc是经过功率变换而来,但输入馒头波电压Vd不必经过任何功率变换,直接到达输出端,成为输出功率。这正是微功耗功率因数校正器的最大特点:只要把输入功率中极小部份(补偿电压的获得)进行功率变换,就可以得到全部输出功率,即输入功率中极大部份(整个馒头波电压)既不必进行实际的功率变换,也不必通过磁芯变压器或电感传递,直接到达输出端,成为输出功率。其变换效率可视为100%。 
图17电路中,V1是市电,通过由D3-D6组成的整流桥后,成为馒头波电压Vd,与电容C2并联,馒头波电压补偿的过程与图15直流电压补偿的过程完全相同,图18是输入电压Vi、图19是补偿电压Vc、图20是输入电流Ii的仿真波菜,单从几何图形理解,补偿电压Vc是一个倒置的馒头波,把这个倒置的馒头波叠加在一个正向馒头波之上,其结果当然成为一条直线,因为倒置的馒头波和正向馒头波在几何图形上是互补的,这其实是公式Vo=Vi+Vc=Sinx+(1-Sinx)=1的真谛。 
图21是单相微功耗功率因数校正器的实用电路,MOS功率管驱动信号由控制芯片UC1825提供,并不需要UC3854等功率因数校正的专用芯片。 
进行微功耗功率因数校正,用不着把输入功率全部变换成方波电压,只需要把输入馒头波电压补偿成直流电压即可。经过电压补偿后的馒头波电压,成为一条直线,意味着与市电所有幅值相对应的所有时刻,输入电流都有机会对滤波电容充电,即都有电流从网侧流出,输入电流自然与输入电压同步,从图26的波形可以看出,输入电流波形完全是正弦波。图21的馒头波电压的电压补偿电路,实际上就是微功率功率因数校正器的原理电路。可以看到,功率因数校正电路中,负载电阻R2并联了大电容C5滤波,并不是纯电阻负载。 
图22输出电压Vo、图23是输入电压Vi、图24是馒头波电压Vd、图25补偿电压Vc、图26输入电流Ii的仿真波形,当把馒头波电压Vd补偿成直流电压以后,输入电流的波形自然成为正弦波波形。 
功率因数的定义是:PF=P/S,对于一个封闭系统来说,PF的极大值等于1,因为有功功率P是视在功率S的一部份,当且仅当无功功率等于零的时候,才有S=P,从而PF=1。上述电压补偿电路正是这样一个封闭系统,其中的补偿电压Vc来自馒头波电压Vd。但是,对于一个开放系统,情形就不一样:如果产生补偿电压Vc的功率Pout来自系统外,经电压补偿后,输入电流波形与输入电压波形完全同步,系统从网侧仅吸收有功功率,网侧波形也不发生畸变,无功功率为零,则有P=S,但此时功率因数PF=(P+Pout)/S,显然,此时有PF>1,即功率因数大于100%,此式说明,采用微功耗功率因数校正,PFC可以大于100%。 
图27电路中,市电进行倍压整流,具有正负对称电压输出,正负对称电压接有对称的功率因数校正电路,以地为对称轴,对称的上下两部份电路都与图17相同,只不过下部份电路中的二极管反向、功率MOS管换成P型器件。上下对称的正负功率因数校正电路各处理10ms的输入电压,互不干扰。图28、图29是正负对称电压时输入交流电压、交流电流的仿真波形,输入电流Ii的波形为正弦波,与输入电压完全同步。具有正负对称电 压输出的功率因数校正电路,可应用于需要正负对称电路输入的逆变电路。 
2、三相微功耗功率因数校正器 
图30是采用星形接法的三相微功耗功率因数校正器的实用电路,把图15直流电压补偿电路中的电池V2用星形接法的三相整流后的馒头波电压Vd取代,功率MOS管Q1的驱动信号由芯片UC1825提供,工作原理和单相微功耗功率因数校正器电路完全相同,此处不再重复。 
图31是整流电压Vd、图32是三相输入电流Ia、Ib、Ic的仿真波形,从仿真波形可以看到,图32的输入电流仿真波形和图10的输入电流的仿真波形完全相同,说明经过三相功率因数校正后,输入电流波形和纯电阻负载时输入电流波形完全相同,亦即说明采用电压补偿电路进行功率因数校正达到了功率因数为1,而总谐波畸变THD为零的效果。必须说明的是,三相微功耗功率因数校正器的负载电阻R2并联有大电容C5,并不是纯电阻负载,但其输入电流的仿真波形,和图10中星形接法三相不控整流的纯电阻负载时的输入电流仿真波形完全一样。 
图33是采用三角形接法的微功耗三相功率因数校正电路,与图30的电路完全相同,只是三相输入电压的接法不同,图34输出电压Vo、整流电压Vd、补偿电压Vc的仿真波形,可以看到,输出电压已经补偿成一条直线,馒头电压Vd和补电压Vc关于水平轴完全对称,经过叠加后,成为一条直线电压Vo。 
图35、图36、图37分别是三角形接法的三相功率因数校正电路中A、B、C三相电压、电流对比的仿真波形,可以看到,三相电流、电压完全同步,与图11三角形接法、不控整流、纯电阻负载时的输入电流波形完全一样,说明采用电压补偿法进行功率因数校正效果极佳,与纯电阻负载完全一样。 
说明:本文所有电路图均出自电力电子仿真软件SIMetrix/SIMPLIS 6.0a,可不加修改直接仿真,获得相同的输出波形。 

Claims (2)

1.一种微功耗功率因数校正器,其特征是:微功耗功率因数校正器由一个电压补偿电路组成,此电压补偿电路产生的补偿电压Vc与输入电压Vd叠加,形成输出电压Vo,电压补偿电路由场效应管Q1、Q2,电感L1,电容C1组成,场效应管Q1的漏极接电容C1的正极,其源极接场效应管Q2的漏极,场效应管Q2的源极接地,电感L1一端接场效应管Q1的源极,一端接电容C1的负极,电容C1的负极构成端点Vi,输入电压Vd接在端点Vi和地之间,输出电压Vo由电容C1的正极输出。
2.如权利要求1所述的一种微功耗功率因数校正器,其特征是:场效应管Q1用一个二极管D1代替,二极管D1的阴极接电容C1的正极,其阳极接场效应管Q2的漏极。 
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