CN105305842A - 具有功率因数校正功能的三相ac-dc非接触供电系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，用单相全桥整流电路将三路单相交流电分别整流成单向脉动直流电，将这三个脉动直流电斩波得到高频交流电，通过原边线圈向副边线圈传递电能，三个副边线圈分别与电容并联构成电流源，三路电流源分别向倍压整流电路输出能量构成三路充电泵电路，将这三路充电泵电路的输出端并联，得到统一的直流电压，再使用副边滤波电路即可得到稳定的直流电压。本发明采用简单的附加功率因数校正电路进一步提高功率因数，使供电电流的谐波畸变率较小，使其交流电源AC侧的线电流正弦化，功率因数接近于1，同时直流侧输出功率保持平衡。结果表明，所提出的系统工作可靠，供电效率最高可达90%以上。
Description
技术领域
本发明涉及非接触供电及自动控制的技术领域，具体涉及一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统。
背景技术
传统的非接触电路一般采用DC-DC结构，针对非接触供电技术的研究集中在DC/DC变换电路的实现与控制上，这种电路通常由交流低压市电电源（220V/380V）供电，在电源与DC-DC非接触电路之间加入AC-DC功率因数校正电路才能将交流电转化成直流电供给DC-DC非接触电路使用。AC-DC功率因数校正电路需要增加一套额外的控制电路、检测电路和变换器电路，使电路更复杂。AC-DC非接触供电系统只需要一套控制电路、检测电路和变换器电路，更有利于优化效率和提高电路的功率因数。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提出了一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，供电电流的谐波畸变率小，工作可靠，供电效率最高可达90%以上。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是：一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，包括三路依次连接的交流电源、整流电路、原边滤波电路、斩波电路、原边线圈、副边线圈、二倍压整流电路，三路二倍压整流电路并联后与负载R O相连接，负载R O与输出电感L O串联连接，负载R O两端并联有输出电容C O，输出电感L O和输出电容C O构成副边滤波电路；交流电源上设有供电电压采样滤波检测装置以及供电电压过零检测装置，原边滤波电路上设有整流电路采样滤波检测装置，斩波电路上设有驱动电路，负载R O上设有负载电压电流采样滤波检测装置；供电电压采样滤波检测装置、供电电压过零检测装置、整流电路采样滤波检测装置、驱动电路与控制装置相连接，负载电压电流采样滤波检测装置通过无线通信与控制装置相连接。
所述交流电源包括u A1、u B1和u C1，整流电路包括桥式连接的整流二极管DA5~DA8、DB5~DB8和DC5~DC8，原边滤波电路包括滤波电感L AH、滤波电感L BH、滤波电感L CH和滤波电容C AH、滤波电容C BH、滤波电容C CH，斩波电路包括桥式连接的开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4，原边线圈包括L AP、L BP、L CP，副边线圈包括L AS、L BS、L CS，二倍压整流电路包括桥式连接的二极管D1~D2和电容C 1~C 2、桥式连接的二极管D3~D4和电容C 3~C 4、桥式连接的二极管D5~D6和电容C 5~C 6。
所述交流电源u A1与桥式连接的整流二极管DA5~DA8相连接，滤波电感L AH与整流二极管DA5~DA8串联连接，滤波电容C AH与整流二极管DA5~DA8并联连接，滤波电感L AH与桥式连接的开关管SA1~SA4相连接，开关管SA1~SA4与原边线圈L AP相连接，原边线圈L AP与副边线圈L AS通过磁感应相连接，副边线圈L AS与桥式连接的二极管D1~D2和电容C 1~C 2相连接；所述交流电源u B1与桥式连接的整流二极管DB5~DB8相连接，滤波电感L BH与整流二极管DB5~DB8串联连接，滤波电容C BH与整流二极管DB5~DB8并联连接，滤波电感L BH与桥式连接的开关管SB1~SB4相连接，开关管SB1~SB4与原边线圈L BP相连接，原边线圈L BP与副边线圈L BS通过磁感应相连接，副边线圈L BS与桥式连接的二极管D3~D4和电容C 3~C 4相连接；所述交流电源u C1与桥式连接的整流二极管DC5~DC8相连接，滤波电感L CH与整流二极管DC5~DC8串联连接，滤波电容C CH与整流二极管DC5~DC8并联连接，滤波电感L CH与桥式连接的开关管SC1~SC4相连接，开关管SC1~SC4与原边线圈L CP相连接，原边线圈L CP与副边线圈L CS通过磁感应相连接，副边线圈L CS与桥式连接的二极管D5~D6和电容C 5~C 6相连接；原边线圈L AP上并联有补偿电容C AP，副边线圈L AS上并联有补偿电容C AS。
所述交流电源u A1、u B1、u C1采用三路单相交流市电电源，供电电压为交流220V，交流电源u A1、u B1、u C1的电压相位相差分别为0°、120°、240°。
所述滤波电容C AH、C BH、C CH上分别串联有谐波二极管DAH、DCH、DVH，谐波二极管DAH、DCH、DVH上并联有谐波开关管SAH、SBH、SCH，谐波开关管SAH、SBH、SCH均与驱动电路相连接。
所述原边线圈L AP与副边线圈L AS、原边线圈L BP与副边线圈L BS、原边线圈L CP与副边线圈L CS分别组成非接触变压器，三组非接触变压器组成三相无线平面供电网；所述原边线圈L AP、L BP、L CP呈平面分布，三相无线平面供电网为对称磁路机构的三相无线平面供电网；所述开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4分别构成移相全桥软开关单相斩波电路。
其工作过程为：所述控制装置实时获取供电电压采样滤波检测装置、供电电压过零检测装置、整流电流采样滤波检测装置、负载电压电流采样滤波检测装置所检测的信号，依据电源电压和负载功率的变化规律，通过供电电压过零检测装置得到关键相位点，控制装置利用关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势的波动系数表，采用相位先验控制方法产生控制信号，通过驱动电路转换成驱动信号，调节斩波开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的占空比，从而实现对系统的输出控制；调节谐波开关管SAH、SBH、SCH的占空比，从而改善系统产生的谐波。
所述相位先验控制方法的步骤为：
步骤一：通过供电电压采样滤波检测装置获取供电电压交流电源u A1、u B1、u C1的信号，设交流电源u A1、u B1、u C1的峰值的幅值系数为1，其过零时的幅值系数为0，采用供电电压过零检测装置得到交流电源u A1、u B1、u C1过零点的时刻，依次得到各时刻整流电路的电压u A2、u B2、u C2的相位角；
以过零点的时刻为参照点依次获取其它时刻点的幅值系数K，设u 1d(t)为先验控制的反馈值，则：
u 1d(t)=(K(t+1)-K(t))·u o(t)
其中，K(t+1)表示下一次检测时三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数，K(t)表示当前检测点三相整流电路叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数；
步骤二：根据输出电压u o(t)和输出电流i o(t)的值计算出占空比调节系数d(t)-u o(t)，其中期望输出的直流电压值为d(t)。考虑先验控制反馈值u 1d(t)后，需要减去该变化趋势以适应供电电压交流电源u A1、u B1、u C1的变化给电路输出带来的影响，则反馈误差e(t)依据下式计算：
e(t)=d(t)-u o(t)-u 1d(t)
将该反馈误差参与考虑到闭环控制算法中用于调节开关管的斩波占空比。
所述同步斩波算法的步骤为：三路单相斩波电路对应开关管SA1、SB1与SC1的斩波的起始时间完全相同，副边线圈L AS、L BS、L CS的电流相位和二倍压整流电路的二极管泵出电流分别错开120°。
所述异步错相斩波算法的步骤为：
以整流电路的电压u A2、u B2、u C2的幅值为判断标准，当其中一路电压的瞬时幅值高于其它两路电压的瞬时幅值时，该路开关管的斩波的起始时间与另外两路单相斩波电路对应的开关管起始相位错开180°；
当电压u A2的幅值高于u B2、u C2的电压幅值时，副边线圈L AS的电流i AS幅值也高于L BS、L CS的电流i BS、i CS的幅值，令开关管SA1的斩波起始时间为0°，令开关管SB1、SC1的斩波起始时间为180°；
当电压u B2的幅值高于u A2、u C2的电压幅值时，副边线圈L BS的电流i BS幅值也高于L AS、L CS的电流i AS、i CS的幅值，令开关管SB1的斩波起始时间为0°，令开关管SA1、SC1的斩波起始时间为180°；
当电压u C2的幅值高于u A2、u B2的电压幅值时，副边线圈L CS的电流i CS幅值也高于L AS、L BS的电流i AS、i BS的幅值，令开关管SC1的斩波起始时间为0°，令开关管SA1、SB1的斩波起始时间为180°。
本发明用单相全桥整流电路将三路单相交流电分别整流成单向脉动直流电，将这三个脉动直流电斩波得到高频交流电，通过原边线圈向副边线圈传递电能，三个副边线圈分别与电容并联构成电流源，三路电流源分别向倍压整流电路输出能量构成三路充电泵电路，将这三路充电泵电路的输出端并联，得到统一的直流电压，再使用副边滤波电路即可得到稳定的直流电压。采用附加功率因数校正电路进一步提高功率因数，使该系统的供电电流的谐波畸变率较小；与单相AC-DC非接触电路相比，本发明不需要复杂的控制算法即可使其交流电源AC侧的线电流正弦化，功率因数基本接近于1，同时直流侧输出功率保持平衡。通过仿真和电路实验验证了所提出的拓扑结构和控制方法的正确性和有效性，结果表明，本发明所提出的系统工作可靠，供电效率最高可达90%以上。
附图说明
图1为本发明的非接触供电电路原理图。
图2为本发明的交流电源的电压与电流波形示意图。
图3为本发明的全桥整流的电压示意图。
图4为本发明的供电电压过零检测装置原理图。
图5为本发明的非接触供电电路等效控制模型。
图6为本发明的自适应谐波检测算法。
图7为本发明的供电线圈三个坐标x、y、z轴布置的示意图。
图8为本发明的无线平面供电网。
图9为本发明的非接触供电系统电压矢量图。
图10为本发明的实验结果。
具体实施方式
下面通过附图和实施例具体描述一下本发明。
一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，如图1所示，包括三路依次连接的交流电源、整流电路、原边滤波电路、斩波电路、原边线圈、副边线圈、二倍压整流电路，三路二倍压整流电路并联后与负载R O相连接，负载R O与输出电感L O串联连接，负载R O两端并联有输出电容C O。输出电感L O和输出电容C O构成副边滤波电路。交流电源上设有供电电压采样滤波检测装置1以及供电电压过零检测装置6，原边滤波电路上设有整流电路采样滤波检测装置2，斩波电路上设有驱动电路4，负载R O上设有负载电压电流采样滤波检测装置5，供电电压采样滤波检测装置1、整流电路采样滤波检测装置2、驱动电路4与控制装置3相连接，负载电压电流采样滤波检测装置5通过无线通信与控制装置3相连接。
交流电源包括u A1、u B1和u C1，整流电路包括桥式连接的整流二极管DA5~DA8、桥式连接的整流二极管DB5~DB8和桥式连接的整流二极管DC5~DC8。原边滤波电路包括滤波电感L AH、滤波电感L BH、滤波电感L CH和滤波电容C AH、滤波电容C BH、滤波电容C CH，斩波电路包括桥式连接的开关管SA1~SA4、桥式连接的开关管SB1~SB4、桥式连接的开关管SC1~SC4，原边线圈包括L AP、L BP、L CP，副边线圈包括L AS、L BS、L CS，二倍压整流电路包括桥式连接的二极管D1~D2和电容C 1~C 2、桥式连接的二极管D3~D4和电容C 3~C 4、桥式连接的二极管D5~D6和电容C 5~C 6。
交流电源u A1与桥式连接的整流二极管DA5~DA8相连接，滤波电感L AH与整流二极管DA5~DA8串联连接，二极管DA5~DA8整流得到脉动的直流电；滤波电容C AH与整流二极管DA5~DA8并联连接，滤波电感L AH与桥式连接的开关管SA1~SA4相连接，开关管SA1~SA4斩波得到高频交流电；开关管SA1~SA4与原边线圈L AP相连接，原边线圈L AP与副边线圈L AS通过磁感应相连接，电能通过原边线圈L AP转变为磁场能量，磁场能量传输给副边线圈L AS；副边线圈L AS与桥式连接的二极管D1~D2和电容C 1~C 2相连接。交流电源u B1、u C1回路与u A1回路的工作原理完全相同。交流电源u B1与桥式连接的整流二极管DB5~DB8相连接，滤波电感L BH与整流二极管DB5~DB8串联连接，滤波电容C BH与整流二极管DB5~DB8并联连接，滤波电感L BH与桥式连接的开关管SB1~SB4相连接，开关管SB1~SB4与原边线圈L BP相连接，原边线圈L BP与副边线圈L BS通过磁感应相连接，副边线圈L BS与桥式连接的二极管D3~D4和电容C 3~C 4相连接；所述交流电源u C1与桥式连接的整流二极管DC5~DC8相连接，滤波电感L CH与整流二极管DC5~DC8串联连接，滤波电容C CH与整流二极管DC5~DC8并联连接，滤波电感L CH与桥式连接的开关管SC1~SC4相连接，开关管SC1~SC4与原边线圈L CP相连接，原边线圈L CP与副边线圈L CS通过磁感应相连接，副边线圈L CS与桥式连接的二极管D5~D6和电容C 5~C 6相连接；原边线圈L AP上并联有补偿电容C AP，副边线圈L AS上并联有补偿电容C AS。
三路二倍压整流电路并联后输出与输出电感L O相串联连接，输出电感L O与输出电容C O相连，由输出电感L O与输出电容C O滤波后得到稳定的直流电，该直流电驱动负载R O。三路二倍压整流电路并联与负载R O连接，可以显著减小负载R O的电流的纹波系数。
交流电源u A1、u B1、u C1采用三路单相交流市电电源，供电电压为交流220V，50Hz（中国为50Hz，有些国家为60Hz），交流电源u A1、u B1、u C1的电压相位相差分别为0°、120°、240°。交流电源u A1、u B1、u C1的电压与电流波形示意图如图2所示。
滤波电容C AH、C BH、C CH上分别串联有谐波二极管DAH、DCH、DVH，谐波二极管DAH、DCH、DVH上并联有谐波开关管SAH、SBH、SCH，谐波开关管SAH、SBH、SCH均与驱动电路4相连接。谐波二极管DAH、DCH、DVH和谐波开关管SAH、SBH、SCH与滤波电容C AH、C BH、C CH分别串联构成开关电容电路，用于开关滤波电容C AH、C BH、C CH。调节谐波开关管SAH、SBH、SCH的占空比，对50Hz三相电源做有源功率因数校正。使电源侧的电流波形接近于正弦波。谐波开关管SAH、SBH、SCH的斩波频率为1kHz。
在输出负载R O固定且开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的占空比固定，且开关管SAH、SBH、SCH关闭的条件下，输出电流的值仍具有脉动成分，该成分主要是由于三相交流电源u A1、u B1、u C1分别整流后叠加输出产生的脉动成分造成的。由图1可知，副边线圈L AS与其并联的补偿电容C AS相当于电流源（另外两路以此类推），电流源与三个独立的二倍压整流电路分别构成电流型充电泵电路，其充电泵频率分别与开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的频率相同，且根据开关管的斩波方式在一个充电泵周期内分时或同时向电感L O、电容C O、负载R O供电。
由于电路中的电流谐波成分复杂，采样电流叠加分析比较复杂，而采用整流后的三相电压u A2(t)、u B2(t)、u C2(t)叠加信号判断电源电压叠加脉动比较容易，所以整流电流采样滤波检测装置2将该电源电压叠加信号代替电源电流叠加信号反馈给控制装置3。
三组单相电源电压u A1、u B1、u C1经整流后，分别通过全桥整流得到整流电压u A2(t)、u B2(t)、u C2(t)，其叠加电压u A2(t)+u B2(t)+u C2(t)，如图3所示。通过理论分析可知该叠加电压的脉动成分仅有6次、12、18及六次以上倍数的谐波。该相叠加电压有脉动纹波，这些纹波的波动趋势可以预见，本发明通过供电电压过零检测装置6得到关键相位点，用这些关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势，用以控制开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的占空比，调节电路的瞬时功率消耗。这种先检测电压u A2(t)+u B2(t)+u C2(t)相位，再通过自适应方法控制开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的占空比的方法为先验控制算法。供电电电压过零检测装置6的原理图如图4所示。
三相整流电路叠加电压u A2(t)、u B2(t)、u C2(t)的计算表如表1所示。设u A2、u B2、u C2为峰值时的幅值系数为1。当检测到电压u A1的值过零点时（包含由正转负和由负转正的过零点），可以判断其整流后的电压u A2的相位角为0rad，以此点为参照点得到参照三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数为1.73209，设计算点每次步进为0.1rad。当电压u A2的相位角为0.1rad时，依据计算表即可判断此时的幅值系数为1.82328，以后每增加0.1rad时查表得到一个幅值系数。当电压u A2的相位角超过1rad且尚未达到1.1rad时，电压u B1的值过零点，可以判断其整流后的电压u A2的相位角为0rad，以此点为参照点又得到参照三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数为1.73209，当电压u B2的相位角为0.1rad时，依据计算表即可判断此时的幅值系数为1.82328，以后每增加0.1rad时查表得到一个幅值系数。当电压u B2的相位角超过1rad且尚未达到1.1rad时，电压u C1的值过零点，可以判断其整流后的电压u C2的相位角为0rad，又以此点为参照点依次得到0rad~0.9rad的10个幅值系数K。当电压u C2的相位角超过1rad且尚未达到1.1rad时，电压u A1的值再一次过零点，此后重复以上步骤。根据需要可以进一步细化步进的相位角，以实现更精确的检测与控制。
表1三相叠加电压计算表
| 电压u A2相位角（rad） | 电压u A2幅值系数 | 电压u B2幅值系数 | 电压u C2幅值系数 | 幅值系数K | 三相叠加电压u A2+ u B2+ u C2对应的幅值系数K的取值 | |
| 0 | 0.00000 | 0.86605 | 0.86605 | K（0） | 1.73209 | 谷值点 |
| 0.1 | 0.09983 | 0.81181 | 0.91163 | K（1） | 1.82328 | |
| 0.2 | 0.19867 | 0.74946 | 0.94811 | K（2） | 1.89624 | |
| 0.3 | 0.29552 | 0.67962 | 0.97512 | K（3） | 1.95025 | |
| 0.4 | 0.38942 | 0.60299 | 0.99238 | K（4） | 1.98478 | |
| 0.5 | 0.47943 | 0.52033 | 0.99972 | K（5） | 1.99948 | 峰值 |
| 0.6 | 0.56464 | 0.43248 | 0.99708 | K（6） | 1.99420 | |
| 0.7 | 0.64422 | 0.34031 | 0.98447 | K（7） | 1.96900 | |
| 0.8 | 0.71736 | 0.24473 | 0.96203 | K（8） | 1.92412 | |
| 0.9 | 0.78333 | 0.14671 | 0.92998 | K（9） | 1.86001 | |
| 1 | 0.84147 | 0.04722 | 0.88863 | K（10） | 1.77733 | 谷值 |
非接触供电电路等效控制模型如图5所示。交流电源u A1(t)回路经二极管DA5~DA8整流后得到脉动的直流电压u A2(t)，相当于该电压取绝对值（图5中用|·|表示），经开关管SA1~SA4斩波得到高频交流电压u AP(t)，斩波功能用x A(t)表示，对于斩波功能的调节采用斜箭头表示。M A表示非接触变压器原边线圈L AP与副边线圈L AS的耦合系数。副边线圈L AS的电压被整流之后得到稳定的直流电压u AS(t)。交流电源u B1、u C1回路与u A1回路的工作原理完全相同。三路单相斩波电路对应的开关管的斩波时间完全相同（比如开关管SA1、SB1、SC1的斩波时间相同）。将三路电流i o1、i o2、i o3叠加并整流滤波得到I O。图5中d(t)表示电路预期的设定值，e(t)表示电路的设定值与实际值之间的误差。采用先验控制的自适应算法改变开关管的斩波占空比，以调节输出电压和电流。
先验控制反馈值计算方法具体步骤如下：
步骤一：供电电压采样滤波检测装置1获取电路的供电电压u A1、u B1、u C1的电压采样信号，设定供电电压u A1、u B1、u C1的峰值的幅值系数为1，其过零时的幅值系数为0，采用供电电压过零检测装置6得到交流电源u A1、u B1、u C1过零点的时刻，例如：先得到u A1过零点的时刻，以此时刻为基准，则此时刻电压u A2的相位角设为0rad，设定采样间隔为0.1rad，则其后的各采样点的相位角依次为0.1rad、0.2rad、1.0rad。
在采样点的相位角经过1.0rad之后尚未到达1.1rad时，供电电压过零检测装置6得到交流电源u B1过零点的时刻，则控制装置3以此时刻为基准，再设此时刻电压u A2的相位角设为0rad，设定采样间隔为0.1rad，则其后的各采样点的相位角依次为0.1rad、0.2rad、1.0rad，
以此时刻为参照点依次获取幅值系数K，设u 1d(t)为先验控制的反馈值，则：
u 1d(t)=(K(t+1)-K(t))·u o(t)(1)
其中，K(t+1)表示下一次检测时三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数，K(t)表示当前点检测点三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数。
例如：设采样间隔为0.1rad，当电压u A2相位角为0rad时，下一次检测时三相叠加电压u A2+u B2+u C2对应的幅值系数K(t+1)=1.82328，当前点检测点三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数K(t-1)=1.73209。则u 1d(t)=(K(t+1)-K(t))·u o(t)=（1.82328-1.73209）·u o(t)=0.09119·u o(t)。
步骤二：根据输出电压u o(t)和输出电流i o(t)的值计算出占空比调节系数d(t)-u o(t)，其中期望输出的直流电压值为d(t)。考虑先验控制反馈值u 1d(t)后，需要减去该变化趋势以适应供电电压u A1、u B1、u C1的变化给电路输出带来的影响，则反馈误差e(t)依据下式计算：
e(t)=d(t)-u o(t)-u 1d(t)(2)
然后采用自适应算法调节开关管的斩波占空比。将该反馈误差考虑到闭环控制算法中用于调节开关管的斩波占空比。采样间隔时间可以根据需要设定的更细化。
对于谐波开关管的控制算法，本发明选择用自适应滤波器，自适应谐波电流检测算法如图6所示。
三组单相电源电压经整流后得到叠加电压u A2(t)+u B2(t)+u C2(t)，该叠加电压由供电电压的u A1、u B1、u C1电压采样信号分别取绝对值叠加得到。图6中反馈的误差e r为：
e r=i d '(t)=i A1(t)-i 1p '(t)(3)
如图6所示，通过供电电压过零检测电路得到关键相位点，用这些关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势，结合叠加电压u A2(t)+u B2(t)+u C2(t)的实际检测值，用自适应滤波器调节开关管SAH、SBH、SCH的占空比，改变滤波电容C AH、C BH、C CH的瞬时电容量，调节电路的瞬时功率消耗以减少输入电流的谐波含量。
A组为原边线圈L AP与副边线圈L AS、B组为原边线圈L BP与副边线圈L BS、C组为原边线圈L CP与副边线圈L CS分别组成非接触变压器，三组非接触变压器组成三相无线平面供电网。所述原边线圈L AP、L BP、L CP呈平面分布，三相无线平面供电网为对称磁路机构的三相无线平面供电网，供电线圈三个坐标x、y、z轴布置的示意图如图7所示。A组、B组、C组三组线圈组成一个对称磁路机构三相无线平面供电网，如图8所示。图中，*代表三相原边线圈的同名端。
图8中，三个原边线圈L AP、L BP、L CP分别采用独立的变压器原边接法，由于三组单相电源电压共用零线，实际上该电路的变压器原边属于星形接法，从而组成一个三相非接触供电变压器系统，M A，M B和M C分别代表原边线圈电感L AP、L BP、L CP与副边线圈L AS、L BS、L CS电感之间的耦合互感值。三个副边线圈L AS、L BS、L CS分别与三个电容C AS、C BS、C CS并联输出，然后经倍压整流电路升压，副边线圈L AS、L BS、L CS以及电容C AS、C BS、C CS和倍压整流电路分别构成三路充电泵电路，每路充电泵正负输出由两个二极管分别整流得到，例如副边线圈L AS的正输出由二极管D 1整流得到，其负输出由二极管D 2整流得到。
开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4分别构成移相全桥软开关单相斩波电路，本发明所做样机的开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的斩波频率设定为85kHz，三路单相斩波电路对应的开关管，其斩波算法根据程序设定成同步斩波算法和异步错相斩波算法，其示意图如图8所示。为了简化控制策略，三路单相斩波电路所有开关管的斩波占空比相同，当调节占空比时也将所有占空比全部同时修改。
同步斩波算法：三路单相斩波电路对应开关管的斩波的起始时间完全相同（开关管SA1、SB1与SC1的斩波起始时间同步，以此类推，详见表2），副边线圈L AS、L BS、L CS的电流相位和二倍压整流电路的二极管泵出电流示意图如图9（1）所示。
不论是同步斩波算法还是异步错相斩波算法，随着时间的不断变化，各相输入电压的幅值也不断变化，副边线圈L AS、L BS、L CS的电流幅值也随之而变化。
同步斩波算法和异步错相斩波算法中各开关管斩波相位关系表如表2所示。表2中的θ 1表示移相全桥软开关的移相角（通常小于10°）。
异步错相斩波算法：以电压u A2、u B2、u C2的幅值为判断标准，当其中一路电压的瞬时幅值高于其它两路电压的瞬时幅值时，该路开关管的斩波的起始时间与另外两路单相斩波电路对应开关管起始相位错开180°。
当电压u A2的幅值高于u B2、u C2的电压幅值时，副边线圈L AS的电流i AS的幅值也高于L BS、L CS的电流i BS、i CS的幅值，例如图2中的t 1时刻u A2的瞬时幅值最大，则根据表2的判断方法，令开关管SA1的斩波起始时间为0°，令开关管SB1、SC1的斩波起始时间为180°，副边线圈的电流i AS、i BS、i CS和二倍压整流电路的二极管泵出电流i D1~i D6示意图如图9（2）所示。
当电压u B2的幅值高于u A2、u C2的电压幅值时，副边线圈L BS的电流i BS的幅值也高于L AS、L CS的电流i AS、i CS的幅值，例如图2中的t 2时刻u A2的瞬时幅值最大，则根据表2的判断方法，令开关管SB1的斩波起始时间为0°，令开关管SA1、SC1的斩波起始时间为180°，副边线圈的电流i AS、i BS、i CS和二倍压整流电路的二极管泵出电流i D1~i D6示意图如图9（3）所示。
当电压u C2的幅值高于u A2、u B2的电压幅值时，副边线圈L CS的电流i CS的幅值也高于L AS、L BS的电流i AS、i BS的幅值，例如图2中的t 3时刻u C2的瞬时幅值最大，则根据表2的判断方法，令开关管SC1的斩波起始时间为0°，令开关管SA1、SB1的斩波起始时间为180°，副边线圈的电流i AS、i BS、i CS和二倍压整流电路的二极管泵出电流i D1~i D6示意图如图9（4）所示。
在优先考虑减少输入端的谐波的情况下，采取同步斩波算法；在优先考虑提高充电泵电路的输出功率和效率的情况下，采取异步错相斩波算法。
表2各开关管斩波相位关系表
其工作过程为：所述控制装置3实时获取供电电压采样滤波检测装置1、整流电流采样滤波检测装置2、负载电压电流采样滤波检测装置5所检测的信号，依据电源电压和负载功率的变化规律，通过供电电压过零检测装置6得到关键相位点，控制装置3利用关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势的波动系数表，采用相位先验控制算法产生控制信号，通过驱动电路4转换成驱动信号，调节斩波开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的占空比，从而实现对系统的输出控制。调节谐波开关管SAH、SBH、SCH的占空比，从而改善系统产生的谐波。
为了验证理论部分结果的正确性，搭建如图1所示实验验证系统，系统参数如表3所示。
表3三相非接触供电系统参数
| 参 数 | 数 值 | 参 数 | 数 值 |
| u A1 | ~220V | L AP | 112 μH |
| U o | 48~56V | C AP | 0.1 μF |
| L AH | 100μH | L AH | 500 μH |
| C AH | 0.1μF | C AH | 10 μF |
| SA1~SA4 | 25N120 | 线圈半径r | 7.5 mm |
| 斩波开关管的频率f s | 85kHz |
非接触供电电路系统采用市电电源，三路单相电源u A1、u B1、u C1的额定相电压为交流220V。非接触供电电路系统的控制装置3选用高性能低功耗的ARM微处理器（STM32F407）。实验结果如图10所示。结果表明，电源电流i A1、i B1、i C1的波形均近似于正弦波。
相比于单相AC-DC非接触供电系统，本发明提出的电路不需要复杂的控制算法即可使其交流电源AC侧的线电流正弦化，三相电路产生的谐波电流小，功率因数基本接近于1，同时输出电路脉动成分小，直流侧输出功率保持平衡且最大输出功率显著提高。通过仿真和电路实验验证了所提出的拓扑结构和控制方法的正确性和有效性。结果表明，所提出的系统工作可靠，供电效率最高可达90%以上。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，包括三路依次连接的交流电源、整流电路、原边滤波电路、斩波电路、原边线圈、副边线圈、二倍压整流电路，三路二倍压整流电路并联后与负载R O相连接，负载R O与输出电感L O串联连接，负载R O两端并联有输出电容C O，输出电感L O和输出电容C O构成副边滤波电路；交流电源上设有供电电压采样滤波检测装置（1）以及供电电压过零检测装置（6），原边滤波电路上设有整流电路采样滤波检测装置（2），斩波电路上设有驱动电路（4），负载R O上设有负载电压电流采样滤波检测装置（5）；供电电压采样滤波检测装置（1）、供电电压过零检测装置（6）、整流电路采样滤波检测装置（2）、驱动电路（4）与控制装置（3）相连接，负载电压电流采样滤波检测装置（5）通过无线通信与控制装置（3）相连接。
2.根据权利要求1所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述交流电源包括u A1、u B1和u C1，整流电路包括桥式连接的整流二极管DA5~DA8、DB5~DB8和DC5~DC8，原边滤波电路包括滤波电感L AH、滤波电感L BH、滤波电感L CH和滤波电容C AH、滤波电容C BH、滤波电容C CH，斩波电路包括桥式连接的开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4，原边线圈包括L AP、L BP、L CP，副边线圈包括L AS、L BS、L CS，二倍压整流电路包括桥式连接的二极管D1~D2和电容C 1~C 2、桥式连接的二极管D3~D4和电容C 3~C 4、桥式连接的二极管D5~D6和电容C 5~C 6。
3.根据权利要求2所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述交流电源u A1与桥式连接的整流二极管DA5~DA8相连接，滤波电感L AH与整流二极管DA5~DA8串联连接，滤波电容C AH与整流二极管DA5~DA8并联连接，滤波电感L AH与桥式连接的开关管SA1~SA4相连接，开关管SA1~SA4与原边线圈L AP相连接，原边线圈L AP与副边线圈L AS通过磁感应相连接，副边线圈L AS与桥式连接的二极管D1~D2和电容C 1~C 2相连接；所述交流电源u B1与桥式连接的整流二极管DB5~DB8相连接，滤波电感L BH与整流二极管DB5~DB8串联连接，滤波电容C BH与整流二极管DB5~DB8并联连接，滤波电感L BH与桥式连接的开关管SB1~SB4相连接，开关管SB1~SB4与原边线圈L BP相连接，原边线圈L BP与副边线圈L BS通过磁感应相连接，副边线圈L BS与桥式连接的二极管D3~D4和电容C 3~C 4相连接；所述交流电源u C1与桥式连接的整流二极管DC5~DC8相连接，滤波电感L CH与整流二极管DC5~DC8串联连接，滤波电容C CH与整流二极管DC5~DC8并联连接，滤波电感L CH与桥式连接的开关管SC1~SC4相连接，开关管SC1~SC4与原边线圈L CP相连接，原边线圈L CP与副边线圈L CS通过磁感应相连接，副边线圈L CS与桥式连接的二极管D5~D6和电容C 5~C 6相连接；原边线圈L AP上并联有补偿电容C AP，副边线圈L AS上并联有补偿电容C AS。
4.根据权利要求2所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述交流电源u A1、u B1、u C1采用三路单相交流市电电源，供电电压为交流220V，交流电源u A1、u B1、u C1的电压相位相差分别为0°、120°、240°。
5.根据权利要求2所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述滤波电容C AH、C BH、C CH上分别串联有谐波二极管DAH、DCH、DVH，谐波二极管DAH、DCH、DVH上并联有谐波开关管SAH、SBH、SCH，谐波开关管SAH、SBH、SCH均与驱动电路（4）相连接。
6.根据权利要求2所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述原边线圈L AP与副边线圈L AS、原边线圈L BP与副边线圈L BS、原边线圈L CP与副边线圈L CS分别组成非接触变压器，三组非接触变压器组成三相无线平面供电网；所述原边线圈L AP、L BP、L CP呈平面分布，三相无线平面供电网为对称磁路机构的三相无线平面供电网；所述开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4分别构成移相全桥软开关单相斩波电路。
7.根据权利要求2所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，其工作过程为：所述控制装置（3）实时获取供电电压采样滤波检测装置（1）、供电电压过零检测装置（6）、整流电流采样滤波检测装置（2）、负载电压电流采样滤波检测装置（5）所检测的信号，依据电源电压和负载功率的变化规律，通过供电电压过零检测装置（6）得到关键相位点，控制装置（3）利用关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势的波动系数表，采用相位先验控制方法产生控制信号，通过驱动电路（4）转换成驱动信号，调节斩波开关管SA1~SA4、SB1~SB4、SC1~SC4的占空比，从而实现对系统的输出控制；调节谐波开关管SAH、SBH、SCH的占空比，从而改善系统产生的谐波。
8.根据权利要求7所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，所述相位先验控制方法的步骤为：
步骤一：通过供电电压采样滤波检测装置（1）获取供电电压交流电源u A1、u B1、u C1的信号，设交流电源u A1、u B1、u C1的峰值的幅值系数为1，其过零时的幅值系数为0，采用供电电压过零检测装置（6）得到交流电源u A1、u B1、u C1过零点的时刻，依次得到各时刻整流电路的电压u A2、u B2、u C2的相位角；
以过零点的时刻为参照点依次获取其它时刻点幅值系数K，设u 1d(t)为先验控制的反馈值，则：
u 1d(t)=(K(t+1)-K(t))·u o(t)
其中，K(t+1)表示下一次检测时三相叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数，K(t)表示当前检测点三相整流电路叠加电压u A2+u B2+u C2的幅值系数；
步骤二：根据输出电压u o(t)和输出电流i o(t)的值计算出占空比调节系数d(t)-u o(t)，其中期望输出的直流电压值为d(t)；考虑先验控制反馈值u 1d(t)后，需要减去该变化趋势以适应供电电压交流电源u A1、u B1、u C1的变化给电路输出带来的影响，则反馈误差e(t)依据下式计算：
e(t)=d(t)-u o(t)-u 1d(t)
将该反馈误差参与考虑到闭环控制算法中用于调节开关管的斩波占空比。
9.根据权利要求7所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述同步斩波算法的步骤为：三路单相斩波电路对应开关管SA1、SB1与SC1的斩波的起始时间完全相同，副边线圈L AS、L BS、L CS的电流相位和二倍压整流电路的二极管泵出电流分别错开120°。
10.根据权利要求7所述的具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，其特征在于，所述异步错相斩波算法的步骤为：
以整流电路的电压u A2、u B2、u C2的幅值为判断标准，当其中一路电压的瞬时幅值高于其它两路电压的瞬时幅值时，该路开关管的斩波的起始时间与另外两路单相斩波电路对应的开关管起始相位错开180°；
当电压u A2的幅值高于u B2、u C2的电压幅值时，副边线圈L AS的电流i AS幅值也高于L BS、L CS的电流i BS、i CS的幅值，令开关管SA1的斩波起始时间为0°，令开关管SB1、SC1的斩波起始时间为180°；
当电压u B2的幅值高于u A2、u C2的电压幅值时，副边线圈L BS的电流i BS幅值也高于L AS、L CS的电流i AS、i CS的幅值，令开关管SB1的斩波起始时间为0°，令开关管SA1、SC1的斩波起始时间为180°；
当电压u C2的幅值高于u A2、u B2的电压幅值时，副边线圈L CS的电流i CS幅值也高于L AS、L BS的电流i AS、i BS的幅值，令开关管SC1的斩波起始时间为0°，令开关管SA1、SB1的斩波起始时间为180°。
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