CN103929072A - 一种ac-dc串联谐振矩阵变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及矩阵变换器控制技术和高频交流链接技术，具体的说是涉及一种高压直流负载用AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法。本发明的方法，提出了在高频电流半个周期内，采用激励电压先从高线电压切换到低线电压，然后再切换到0电压的控制策略，实现了3电压的瞬时合成，在实现等效激励电压调节的同时也使得每相输入线电流的平均值正比于相电压，只需较小滤波电感值即可实现高的功率因数和低谐波的电流。本发明的有益效果为，可以实现高效率，高功率因数和低谐波、低峰值电流的特点的稳压输出的AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制。本发明尤其适用于AC-DC串联谐振矩阵变换器。

Description

一种AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及矩阵变换器控制技术和高频交流连接技术，具体的说是涉及一种高压直流负载用AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法及装置。

背景技术

高压直流电源在连续波以及长脉冲调制器高功率微波系统中有着广泛应用。为了满足未来高技术战争的军事需求，高功率微波系统在朝着高功率、小型化、轻量化的方向发展，这就要求其电源有更高的功率密度，效率和功率因数。目前普遍使用的电源一般采用存在中间直流储能环节的DC-Link技术，中间储能环节的存在必然会增加电源系统的体积和重量，降低了电源的功率密度；另外，这种电源在其电网输入端的电能质量不高，功率因数较低、谐波含量较大，为了进行校正或抑制，必然需要引入额外的电力电子器件，这样又进一步降低了供电系统的功率密度和效率，为了解决上述问题，研究新拓扑结构与控制技术的电源，提高电源的效率，功率密度和功率因数就变得尤为重要。

矩阵变换器具有能量双向流通、正弦输入输出电流、输入功率因数可控、输出电压幅值和相位可控、无中间储能环节和结构紧凑等诸多优点，将矩阵变换器应用于高压直流电源将显著提高电源的功率密度。

目前矩阵变换器的调制算法主要分为AV调制算法，瞬时电压合成算法和空间矢量调制算法。这些调制算法相对复杂，计算量较大，更重要的是不能适用在高频(几十kHz)输出场合。当前矩阵变换器的换流策略主要分为电压型和电流型换流策略，为实现可靠的换流输入需串联较大电感防止输入短路，输出需采用箝位电路防止输出开路，而这些方法也不适用于当前高频工作的拓扑电路。

应用在高频输出场合的矩阵变换器称为高频交流链，随着矩阵开关后接的主回路类型以及工作模式的不同，矩阵开关的控制策略、换流策略均不同，不能借鉴已有的方法；为了减小电源的输出纹波、提高输入侧功率因数、同时减小主回路电流峰值，需研究应用适用于当前拓扑电路和工作模式的新型控制策略和换流策略。

发明内容

本发明所要解决的，就是针对上述常规矩阵变换器的不足，提出一种实现稳压输出的AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：一种AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

a.实时采集负载电压V₀和三相电压源的三相输入相电压u_a，u_b，u_c；

b.根据实时采集到的三相输入相电压u_a，u_b，u_c的相对大小关系，将每个输入相电压周期划分为12个区间，每个区间内相电压的极性和大小确定，且保持单调变化，所述12个区间具体为：

区间Ⅰ：u_a＞u_c＞u_b，U_P=u_a，U_M=u_c，U_N=u_b；

区间Ⅱ：u_a＞u_b＞u_c，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅲ：u_a＞u_b＞u_c，U_P=u_c，U_M=u_b，U_N=u_a；

区间Ⅳ：u_b＞u_a＞u_c，U_P=u_c，U_M=u_a，U_N=u_b；

区间Ⅴ：u_b＞u_a＞u_c，U_P=u_b，U_M=u_a，U_N=u_c；

区间Ⅵ：u_b＞u_c＞u_a，U_P=u_b，U_M=u_c，U_N=u_a；

区间Ⅶ：u_b＞u_c＞u_a，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅷ：u_c＞u_b＞u_a，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅸ：u_c＞u_b＞u_a，U_P=u_c，U_M=u_b，U_N=u_a；

区间Ⅹ：u_c＞u_a＞u_b，U_P=u_c，U_M=u_a，U_N=u_b；

区间Ⅺ：u_c＞u_a＞u_b，U_P=u_b，U_M=u_a，U_N=u_c；

区间Ⅻ：u_a＞u_c＞u_b，U_P=u_b，U_M=u_c，U_N=u_a；

其中U_p幅值最大，U_M幅值最小；定义高线电压U_j=|U_P-U_N|，低线电压U_k=|U_P-U_M|；

c.采用低线电压U_k、高线电压U_j以及0电压共同参与的组合方式完成激励，即采用6过程的工作模式，谐振电流正半周和负半周均进行2次换流且均包含3个工作过程，正负半周激励电压的极性相反，具体为：第1个工作过程采用高线电压U_j，第2个工作过程采用低线电压U_k，第3个工作过程采用0电压，第4个工作过程采用高线电压-U_j，第5个工作过程采用低线电压-U_k，第6个工作过程采用0电压；假设在1-2工作过程中，从U_M相流出电荷量为Q₁,从U_N相流出电荷量为Q₂，在4-5工作过程中，流出U_M相的电荷量为Q₃,流出U_N相的电荷量为Q₄，根据电荷量精确分配的调制策略，在一个谐振电流半周期内，使不同相流出或流入的电荷量之比等于各自的相电压绝对值之比，可得电荷分配比例：定义 $K=\frac{Q_2}{Q_1+Q_2}=\frac{Q_4}{Q_3+Q_4},$ 则 $K=\frac{K_1}{1+K_1};$

d.根据谐振电容电压峰值uc_max和负载电压V₀，获取顺序接入的高线电压U_j、低线电压U_k和0电压中每个电压需要接入的时间以及三个电压的切换时间点,具体方法为：

根据串联谐振变换器工作特性，以谐振电容电压为横轴、谐振电流i与特征阻抗Z的乘积值为纵轴构建平面直角坐标系，谐振电路特征阻抗其中Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，假设谐振电流正半周的3个工作过程对应的轨迹为分别以O₁、O₂、O₃为圆心并分别以R₁、R₂、R₃为半径的相连接的圆弧，连接点为P₁和P₂，激励电压分别为高线电压U_j，低线电压U_k和0电压，定义O₁=U_j-V₀，O₂=U_k-V₀，O₃=-V₀，在电流正半周期内，假设第1和第2工作过程对应的谐振电容电压变化量分别为Δuc₁和Δuc₂，Δuc₁和Δuc₂的比值与和这两过程对应的电荷量Q₁和Q₂的比值相等，电容电压峰值为uc_max，稳态工作时，谐振电容电压正最大值与负最大值相等，因而在电流为0的开始时刻对应谐振电容起始电压可定为-uc_max，设连接点P₁和P₂分别对应的横坐标值为u₁和u₂，即u₁为第1过程结束后谐振电容电压，u₂为第2过程结束后谐振电容电压，通过公式：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_2^2-{(u_1-O_2)}^2=R_1^2-{(u_1-O_1)}^2\\ R_3^2-{(u_2-O_3)}^2=R_2^2-{(u_2-O_2)}^2\\ R_1=O_1+{\mathrm{uc}}_{\max }\\ R_3={\mathrm{uc}}_{\max }-O_3=R_1-O_1-O_3\end{array}\right.$

前两项可得：

$\left\{\begin{array}{c}{(u_1-O_2)}^2-{(u_1-O_1)}^2={R_2}^2-{R_1}^2\\ {(u_2-O_3)}^2-{(u_2-O_2)}^2={(R_1-O_1-O_3)}^2-{R_2}^2\end{array}\right.$

简化后得：

$u_1=[\frac{{R_2}^2-{R_1}^2}{O_1-O_2}+(O_1+O_2)]/2$

$U_2=[\frac{{(R_1-O_1-O_3)}^2-{R_2}^2}{O_2-O_3}+(O_2+O_3)]/2$

根据电荷分配约束条件：

$K=\frac{Q_2}{Q_1+{\mathrm{\ΔQ}}_2}=\frac{{\mathrm{C\Δuc}}_2}{C({\mathrm{\Δuc}}_2+{\mathrm{\Δuc}}_1)}=\frac{u_2-u_1}{{\mathrm{uc}}_{\max }+u_2}$

可得：

$R_2=\sqrt{\frac{(O_2-O_3)({\mathrm{uc}}_{\max }^2+O_2^2+{2O}_1{\mathrm{uc}}_{\max })+2K(O_2-O_1)(O_2-O_3){\mathrm{uc}}_{\max }-(1-K)(O_2-O_1)({\mathrm{uc}}_{\max }^2+O_2^2-{2O}_3{\mathrm{uc}}_{\max })}{(O_1-O_3)+K(O_2-O_1)}}$

根据uc_max、O₁、O₂、O₃和K值可得到u₁和u₂的值；

$u_2=[\frac{{({\mathrm{uc}}_{\max }-O_3)}^2-{R_2}^2}{O_2-O_3}+(O_2+O_3)]/2$

u₁＝(1-K)u₂-Kuc_max

设第一工作过程轨迹对应的弧度为θ₁、第二工作过程轨迹对应的弧度为θ₂、第三工作过程轨迹对应的弧度为θ₃，其对应的表达式分别为：

${\mathrm{\θ}}_1={\cos }^{-1}\left(\frac{O_1-u_1}{R_1}\right)$

${\mathrm{\θ}}_2={\cos }^{-1}\left(\frac{u_1-O_2}{R_2}\right)-{\cos }^{-1}\left(\frac{u_2{-O}_2}{R_2}\right)$

${\mathrm{\θ}}_3={\cos }^{-1}\left(\frac{u_2-O_3}{R_3}\right)$

根据θ=ωt，可得：第一工作过程结束时刻t₁＝θ₁/ω，第二工作过程结束时刻t₂＝(θ₁+θ₂)/ω，第三工作过程结束时刻t₃＝(θ₁+θ₂+θ₃)/ω；其中ω为谐振角频率，可分别得到切换点时刻t₁、t₂和t₃；

e.根据工作时刻电网相电压所处的区间以及需要输出的电流方向，并根据步骤c所述的工作过程，分配对应的功率开关的开关状态组合；

f.根据步骤d所得的三个电压的切换时间点生成通用的时序控制信号，控制各工作过程之间的切换；

g.根据步骤f的控制完成三相相间的选择和切换，判断工作是否结束，若是，则退出，若否，则回到步骤a。

本发明的技术方案，在提出实现稳压输出的AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法上，对控制策略还进行了优化，具体表现在：避免先采用低线电压后切换到高线电压的环流策略造成与开关并接的吸收电容损耗较大的问题，可以一定程度的提高效率，且可以减小吸收电容对散热的要求，提高可靠性。

本发明的有益效果为，将矩阵变换器用于大功率直流电源，提高了整体的功率密度。采用串联谐振过谐振的工作模式与同等功率下采用断续模式相比：满足同样的纹波需求时需要的滤波电容容量更小，调整速率更快；而且主回路电流峰值降低一半，降低了开关的电流应力；当前商品化封装好的双向开关的电流为400A等级，可以正好适用采用当前方案的100kW的装置；同时提出了在高频电流半个周期内，采用激励电压先从高线电压切换到低线电压，然后再切换到0电压的控制策略，实现了3电压的瞬时合成的同时能保持零电压开通(ZVS)，以减小损耗，在实现等效激励电压调节的同时也使得每相输入线电流的平均值正比于相电压，只需较小滤波电感值即可实现高的功率因数和低谐波的电流，意味着电感的尺寸、重量和损耗大为减小。

附图说明

图1是AC-DC矩阵变换器的拓扑结构；

图2是正半周工作状态(轨迹)图；

图3是包含6个工作过程的示意图；

图4是一个周期内的开关控制和换流时序图；

图5是电网相电压工作区间划分图；

图6是本发明的控制方法FPGA实现框图；

图7是本发明的控制装置结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：

对于串联谐振变换器而言，由输出滤波电容与负载并联组成的负载回路与谐振回路串联，谐振电流完全流经负载回路，通过对谐振电流的调节从而实现输出电压的调节与稳定。由于谐振电流完全流经谐振电容，且电容电压变化量与电流积分值成正比，假设稳态时电流周期时间基本恒定，那么每个周期电流平均值也与电容电压变化量成正比，本发明以谐振电容电压峰值(uc_max)作为控制量表征谐振回路的工作状态；闭环控制根据实时采集到的负载电压与设定电压进行闭环控制运算得到需要的控制量uc_max。

本发明的具体控制方法为：

①因为串接在回路中的负载电压(等效为电压源)已经通过测量得到，而谐振参数一定，为了实现本发明所述期望的工作状态，就需要调节等效的激励电压；当前可用于激励的电压为电网相电压的组合，根据实时采集到的三相输入相电压u_a，u_b，u_c的相对大小关系，将每个输入相电压周期划分为12个区间，每个区间内相电压的极性和大小确定，且保持单调变化，所述12个区间具体为：

区间Ⅰ：u_a＞u_c＞u_b，U_P=u_a，U_M=u_c，U_N=u_b；

区间Ⅱ：u_a＞u_b＞u_c，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅲ：u_a＞u_b＞u_c，U_P=u_c，U_M=u_b，U_N=u_a；

区间Ⅳ：u_b＞u_a＞u_c，U_P=u_c，U_M=u_a，U_N=u_b；

区间Ⅴ：u_b＞u_a＞u_c，U_P=u_b，U_M=u_a，U_N=u_c；

区间Ⅵ：u_b＞u_c＞u_a，U_P=u_b，U_M=u_c，U_N=u_a；

区间Ⅶ：u_b＞u_c＞u_a，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅷ：u_c＞u_b＞u_a，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅸ：u_c＞u_b＞u_a，U_P=u_c，U_M=u_b，U_N=u_a；

区间Ⅹ：u_c＞u_a＞u_b，U_P=u_c，U_M=u_a，U_N=u_b；

区间Ⅺ：u_c＞u_a＞u_b，U_P=u_b，U_M=u_a，U_N=u_c；

区间Ⅻ：u_a＞u_c＞u_b，U_P=u_b，U_M=u_c，U_N=u_a；

其中U_p幅值最大，U_M幅值最小；定义U_j=|U_P-U_N|和U_k=|U_P-U_M|，U_j为高线电压，U_k为低线电压。

②采用低线电压(U_k)、高线电压(U_j)以及0电压共同参与的组合方式完成激励，即采用6过程的工作模式，谐振电流正半周和负半周均进行2次换流且均包含3个工作过程，正负半周激励电压的极性相反，具体为：第1个工作过程采用高线电压U_j，第2个工作过程采用低线电压U_k，第3个工作过程采用0电压，第4个工作过程采用高线电压-U_j，第5个工作过程采用低线电压-U_k，第6个工作过程采用0电压；假设在1-2工作过程中，从U_M相流出电荷量为Q₁,从U_N相流出电荷量为Q₂，在4-5工作过程中，流出U_M相的电荷量为Q₃,流出U_N相的电荷量为Q₄，根据电荷量精确分配的调制策略，在一个谐振电流半周期内，使不同相流出或流入的电荷量之比等于各自的相电压绝对值之比，可得电荷分配比例：定义 $K=\frac{Q_2}{Q_1+Q_2}=\frac{Q_4}{Q_3+Q_4},$ 则 $K=\frac{K_1}{1+K_1};$

③采用状态图作为分析串联谐振3电压瞬时合成作为激励源的方法，并用此方法得到控制参数。

变量说明：激励电压可选择的有三个：高线电压U_j，低线电压U_k和0电压；负载电压等效到变压器初级为V₀，谐振电容电压为uc，u₁为第1过程结束后谐振电容电压，u₂为第2过程结束后谐振电容电压，谐振电容电压峰值为uc_max，谐振电流为i，谐振电路特征阻抗为Z，谐振角频率为ω，相位角为θ，工作持续时间为t，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值。其中 $\mathrm{\ω}=1/\sqrt{\mathrm{Lr}\·\mathrm{Cr}},Z=\sqrt{\mathrm{Lr}/\mathrm{Cr}};$

定义O₁=U_j-V₀，O₂=U_k-V₀，O₃=-V₀；     (1)

电流正半周工作过程对应的状态图如图2所示，横轴为谐振电容电压，纵轴为谐振电流i与特征阻抗Z的乘积值；l₁，l₂，l₃为电流正半周的三个工作过程对应的轨迹，分别以O₁，O₂，O₃为圆心，分别以R₁，R₂，R₃为半径的相连接的圆弧；在电流正半周期内，Δuc₁和Δuc₂分别为第1和第2工作过程对应的谐振电容电压变化量，比值与和这两过程对应的电荷量Q₁和Q₂的比值相等。

状态图(图2)上圆心(O₁，O₂，O₃)参数根据b所述方法和表达式(1)得到且是基本稳定的已知量，电容电压峰值uc_max是闭环控制得到控制量也是的已知量；稳态工作时，谐振电容电压正最大值与负最大值相等，因而在电流为0的开始时刻对应谐振电容起始电压可定为-uc_max。那么图2中半径R₁和R₃可知，如果半径R₂也确定，那么圆弧交点P₁和P₂就确定，从而状态图参数全部确定；

R₂值的关系着P₁和P₂的位置(u₁和u₂)，而这两点的位置关系受到电荷分配条件(Δuc₁和Δuc₂存在一定比例关系)的限制，采用R₂表示u₁和u₂，再代入到比例限制条件中便可计算得到R₂，状态图确定后，根据状态图上的几何关系可以计算得到每段圆弧(过程)对应的相位角度θ，根据θ=ωt从而获得时间控制参数3个时间节点t₁～t₃。

状态图稳定的几何约束关系：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_2^2-{(u_1-O_2)}^2=R_1^2-{(u_1-O_1)}^2\\ R_3^2-{(u_2-O_3)}^2=R_2^2-{(u_2-O_2)}^2\\ R_1=O_1+{\mathrm{uc}}_{\max }\\ R_3={\mathrm{uc}}_{\max }-O_3=R_1-O_1-O_3\end{array}\right.---\left(2\right)$

式(2)前两项整理后可得：

$\left\{\begin{array}{c}{(u_1-O_2)}^2-{(u_1-O_1)}^2={R_2}^2-{R_1}^2\\ {(u_2-O_3)}^2-{(u_2-O_2)}^2={(R_1-O_1-O_3)}^2-{R_2}^2\end{array}\right.---\left(3\right)$

对式(3)简化后可得表达式：

$u_1=[\frac{{R_2}^2-{R_1}^2}{O_1-O_2}+(O_1+O_2)]/2---\left(4\right)$

$U_2=[\frac{{(R_1-O_1-O_3)}^2-{R_2}^2}{O_2-O_3}+(O_2+O_3)]/2---\left(5\right)$

电荷分配约束条件：

$K=\frac{Q_2}{Q_1+{\mathrm{\ΔQ}}_2}=\frac{{\mathrm{C\Δuc}}_2}{C({\mathrm{\Δuc}}_2+{\mathrm{\Δuc}}_1)}=\frac{u_2-u_1}{{\mathrm{uc}}_{\max }+u_2}---\left(6\right)$

把式(4)和式(5)带入到式(6)中，经整理后可得R₂表达式(7)如下：

$R_2=\sqrt{\frac{(O_2-O_3)({\mathrm{uc}}_{\max }^2+O_2^2+{2O}_1{\mathrm{uc}}_{\max })+2K(O_2-O_1)(O_2-O_3){\mathrm{uc}}_{\max }-(1-K)(O_2-O_1)({\mathrm{uc}}_{\max }^2+O_2^2-{2O}_3{\mathrm{uc}}_{\max })}{(O_1-O_3)+K(O_2-O_1)}}$

其中uc_max为控制量，可作为已知量；O₁，O₂，O₃由式(1)得到；R₁=uc_max+O₁，R₃=uc_max-O₃；K由查表得到，因而根据式(6)可计算得到关键中间量R₂。

将式(7)得到的R₂值代入式(5)可得u₂值；

将式(6)整理后可得：

u₁＝(1-K)u₂-Kuc_max     (8)

将式(5)得到的u₂值代入式(8)可得u₁；

状态图上各圆弧(l₁～l₃)对应角度的表达式如下：

${\mathrm{\θ}}_1={\cos }^{-1}\left(\frac{O_1-u_1}{R_1}\right)---\left(9\right)$

${\mathrm{\θ}}_2={\cos }^{-1}\left(\frac{u_1-O_2}{R_2}\right)-{\cos }^{-1}\left(\frac{u_2{-O}_2}{R_2}\right)---\left(10\right)$

${\mathrm{\θ}}_3={\cos }^{-1}\left(\frac{u_2-O_3}{R_3}\right)---\left(11\right)$

根据θ=ωt可得：

t₁＝θ₁/ω     (12)

t₂＝(θ₁+θ₂)/ω     (13)

t₃＝(θ₁+θ₂+θ₃)/ω     (14)

根据式(12)～(14)求得控制所需的切换点时间。

④根据工作时刻电网相电压所处的区间，按②所述的工作过程，按照③求解得到切换点时间完成一个电流周期的控制；

除同极性之间切换的短时间外，矩阵开关在其他时刻对谐振回路均保持双向连通；设“1”表示开通，“0”表示关断，在不同条件下，有如下表1-表4的开关信号。

表1第1到3区间双向功率开关状态组合次序表(开关位置见附图1)

表2第4到6区间双向功率开关状态组合次序表

表3第7到9区间双向功率开关状态组合次序表

表4第10到12区间双向功率开关状态组合次序表

⑤采用电压型“两步换流”和“四步换流”策略针对不同工作过程进行切换，谐振回路的激励电压是由上臂电压(H₁点)和下臂电压(H₂)差实现的(见图1和图3)，对谐振回路不同的激励电压对应着不同的上臂和下臂电压的组合；换流以臂为单位进行三相相间的选择和切换，上臂由S₁～S₆组成，下臂由S₇～S₁₂组成，电网相电压工作区间划分如图5所示，以电网状态在第1区间，完整电流周期为例，上臂和下臂包含换流的开关状态如下：

上臂：

过程1～过程3：(S₁+S₂+S₄+S₆)；不需要换流；

过程3(S₁+S₂+S₄+S₆)→(S₁+S₄)→过程4(S₁+S₃+S₄)；需要2步完成换流；

过程4(S₁+S₃+S₄)→(S₁+S₃)→(S₁+S₃+S₅)→(S₁+S₅)→过程5(S₁+S₅+S₆)；需要4步完成换流；

过程5(S₁+S₅+S₆)→(S₁+S₆)→过程6(S₁+S₂+S₄+S₆)；需要2步完成换流；

下臂：

过程1：(S₈+S₉+S₁₀)→(S₈+S₁₀)→(S₈+S₁₀+S₁₂)→(S₈+S₁₂)→过程2(S₈+S₁₁+S₁₂)；需要4步完成换流；

过程2(S₈+S₁₁+S₁₂)→(S₈+S₁₁)→过程3(S₇+S₈+S₉+S₁₁)；需要2步完成换流；

过程3～过程6：(S₇+S₈+S₉+S₁₁)；不需要换流；

为了便于开关状态的控制，把开关状态控制功能模块分为两个子模块：时序生成模块和开关选择模块；时序生成模块根据d所述计算得到的t₁～t₃生成与电网状态和电流方向无关的，但包含有换流操作的12路时序信号，如图4所示；开关选择模块根据当前电网所处区间，选择相应的开关与上述12路信号相连接，以第一区间为例，开关选择模块的选择结果如下：

上臂：S₁=up_max₂,S₂=up_max₁,S₃=up_mid₁,S₄=up_mid₂,S₅=up_min₁,S₆=up_min₂；

下臂：S₇=dn_max₁,S₈=dn_max₂,S₉=dn_mid₂,S₁₀=dn_mid₁,S₁₁=dn_min₂,S₁₂=dn_min₁；

⑥步骤⑤完成后返回步骤②，直至工作结束。

实施例：

以根据本发明所述的控制方法直接得到的控制装置为例，来进一步描述本发明的应用方式，如图7所示，本例包括串联谐振回路、三相电源2、滤波器3、开关矩阵1、串联谐振回路、高频变压器与硅堆17、输出滤波电路18组成；控制系统由信号滤波器4、过零比较电路5、电网电压检测电路15、电网故障检测电路12、负载电压采集电路11、开关矩阵驱动电路16、过流检测电路13、过温检测电路14和以FPGA为控制核心的的控制器6～10；控制器内部由相位检测单元6、开关选择模块7、时序生成单元8、控制参数计算单元9和闭环控制单元10组成。

所述三相电源2通过滤波器3与开关矩阵1连接，开关矩阵1与串联谐振电路连接、串联谐振电路与变压器和整流硅堆17连接后经输出滤波电路18连接负载。三相电源2的中性线和三相电压通过EMI滤波器4分别与电网故障检测电路12、过零比较器电路5和电压采集模块15连接；过零比较器电路5与相位检测单元6的输入端连接，相位检测单元6的一个输出端和控制参数计算单元9连接，用于查表得到K所需的地址；负载电压采集电路11连接闭环控制单元10，闭环控制单元根据设定值与实际输出值比较和计算得到控制量并输入给控制参数计算单元9，控制参数计算单元9根据电网电压检测电路15得到的电网电压以及查表得到的K值计算出控制所需的时间控制量，并输送给时序生成单元8，时序生成单元8按照一定换流时序生成12路控制信号并输送给开关选择模块7，开关选择模块7根据相位检测单元6判断电网所处区间，以及正负交替的电流输出方向选择与时序生成单元8输出的12路信号相对应的开关编号，开关选择模块7输出的与实际开关位置相对应的控制信号经开关驱动电路16驱动开关矩阵1完成变换器主电路的控制。故障检测电路包括电网故障检测电路12检测到电网异常、过流检测电路13检测到电流异常以及过温检测电路14检测到温度过高后，将故障信号输送给开关选择模块7，开关选择模块7检测到有故障信号后立即锁存故障并关断所有开关完成保护动作的执行。

过零比较器电路5的输入端与电网三相交流2相连，将输入各相电压通过与零线的过零比较转变为与各相电压极性一致的数字信号，此信号经数字滤波之后传输给相位检测单元6和开关状态控制单元7。

相位检测单元6对电网极性信号进行跟踪和同步，对极性信号宽度进行测量以识别电网是否有故障，根据极性信号的前后变化得到电网相序，同步计数器值与电网的相位对应，根据此值可以间接得到电网的相位，用于辅助处理同一电网极性下的不同区间，并得到不同时刻需要的电荷分配比例K。

电压采集15模块得到电网各相整流后的实时电压，结合电网极性和需要的激励选择相得到实际的激励电压，并传给计算单元9，计算单元9根据实际的激励电压、等效到变压器初级的负载电压、电荷分配的比例k、谐振周期以及闭环控制给出的控制量计算得到当前状态下的控制所需的时间节点t₁～t₆，最终实现输出稳压电压的同时，电网侧具有高功率因数，低谐波的特点。

时序生成单元8根据换流的时隙需求以及计算单元给出的各过程关键时间节点(t₁、t₂、t₃、t₄、t₅、t₆)并产生与6种类型开关相对应的时序信号(见附图4)，其中min₁，mid₁，max₁分别为最小相、中间相和最大相且为流通电流的开关信号，min₂，mid₂，max₂分别为最小相、中间相和最大相的辅助开关信号，实际基本不流过电流。

开关状态控制单元7根据电网极性、相位检测单元6提供的供辅助信号和电流输出方向，选择与不同类型开关相对应的具体开关编号，选定的开关信号受时序生成单元8输出时序的控制，并传给触发驱动电路10加以执行，以电网处于第I区间的开关控制为例，开关信号逻辑选择表达式如下：

上臂：S₁=up_max₂,S₂=up_max₁,S₃=up_mid₁,S₄=up_mid₂,S₅=up_min₁,S₆=up_min₂；

下臂：S₇=dn_max₁,S₈=dn_max₂,S₉=dn_mid₂,S₁₀=dn_mid₁,S₁₁=dn_min₂,S₁₂=dn_min₁；

触发驱动电路16将触发驱动电路10传送的信号功率放大后，提供门极触发信号给矩阵变换器的各双向功率开关1。

故障保护电路包括三相输入检测电路12，过流保护电路13，过温保护电路14，输出接开关状态控制单元7，有故障时关闭所有开关实现故障保护。三相输入检测电路连接矩阵变换器的输入端，测量三相输入过压，欠压，缺相和不平衡故障。过流保护电路连接串联谐振单元，测量谐振电流，实现过流保护。过温保护电路连接双向功率开关底板和安装变压器与硅堆的油箱，实现过温检测和保护。

本例的控制装置中，过零比较器5电路安装在三相输入电源2与输入滤波器3之间，在三相信号进入过零比较器电路之前再经过一个EMI滤波器4，输入相电压波形好，干扰少，过零比较器电路5采用简单易行的常规电路，考虑到EMI滤波器等环节引起的电压相位滞后，相位检测单元6中通过同步修正实现相位的补偿。相位检测单元6，控制参数计算单元9，时序生成单元8和开关状态控制单元7等用现场可编程逻辑门阵列（FPGA）实现，如图6所示。

Claims (1)

1.一种AC-DC串联谐振矩阵变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

a.实时采集负载电压V₀和三相电压源的三相输入相电压u_a，u_b，u_c；

b.根据实时采集到的三相输入相电压u_a，u_b，u_c的相对大小关系，将每个输入相电压周期划分为12个区间，每个区间内相电压的极性和大小确定，且保持单调变化，所述12个区间具体为：

区间Ⅰ：u_a＞u_c＞u_b，U_P=u_a，U_M=u_c，U_N=u_b；

区间Ⅱ：u_a＞u_b＞u_c，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅲ：u_a＞u_b＞u_c，U_P=u_c，U_M=u_b，U_N=u_a；

区间Ⅳ：u_b＞u_a＞u_c，U_P=u_c，U_M=u_a，U_N=u_b；

区间Ⅴ：u_b＞u_a＞u_c，U_P=u_b，U_M=u_a，U_N=u_c；

区间Ⅵ：u_b＞u_c＞u_a，U_P=u_b，U_M=u_c，U_N=u_a；

区间Ⅶ：u_b＞u_c＞u_a，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅷ：u_c＞u_b＞u_a，U_P=u_a，U_M=u_b，U_N=u_c；

区间Ⅸ：u_c＞u_b＞u_a，U_P=u_c，U_M=u_b，U_N=u_a；

区间Ⅹ：u_c＞u_a＞u_b，U_P=u_c，U_M=u_a，U_N=u_b；

区间Ⅺ：u_c＞u_a＞u_b，U_P=u_b，U_M=u_a，U_N=u_c；

区间Ⅻ：u_a＞u_c＞u_b，U_P=u_b，U_M=u_c，U_N=u_a；

其中U_p幅值最大，U_M幅值最小；定义高线电压U_j=|U_P-U_N|，低线电压U_k=|U_P-U_M|；

c.采用低线电压U_k、高线电压U_j以及0电压共同参与的组合方式完成激励，即采用6过程的工作模式，谐振电流正半周和负半周均进行2次换流且均包含3个工作过程，正负半周激励电压的极性相反，具体为：第1个工作过程采用高线电压U_j，第2个工作过程采用低线电压U_k，第3个工作过程采用0电压，第4个工作过程采用高线电压-U_j，第5个工作过程采用低线电压-U_k，第6个工作过程采用0电压；假设在1-2工作过程中，从U_M相流出电荷量为Q₁,从U_N相流出电荷量为Q₂，在4-5工作过程中，流出U_M相的电荷量为Q₃,流出U_N相的电荷量为Q₄，根据电荷量精确分配的调制策略，在一个谐振电流半周期内，使不同相流出或流入的电荷量之比等于各自的相电压绝对值之比，可得电荷分配比例：定义 $K=\frac{Q_2}{Q_1+Q_2}=\frac{Q_4}{Q_3+Q_4},$ 则 $K=\frac{K_1}{1+K_1};$

d.根据谐振电容电压峰值uc_max和负载电压V₀，获取顺序接入的高线电压U_j、低线电压U_k和0电压中每个电压需要接入的时间以及三个电压的切换时间点,具体方法为：

根据串联谐振变换器工作特性，以谐振电容电压为横轴、谐振电流i与特征阻抗Z的乘积值为纵轴构建平面直角坐标系，谐振电路特征阻抗其中Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，假设谐振电流正半周的3个工作过程对应的轨迹为分别以O₁、O₂、O₃为圆心并分别以R₁、R₂、R₃为半径的相连接的圆弧，连接点为P₁和P₂，激励电压分别为高线电压U_j，低线电压U_k和0电压，定义O₁=U_j-V₀，O₂=U_k-V₀，O₃=-V₀，在电流正半周期内，假设第1和第2工作过程对应的谐振电容电压变化量分别为Δuc₁和Δuc₂，Δuc₁和Δuc₂的比值与和这两过程对应的电荷量Q₁和Q₂的比值相等，电容电压峰值为uc_max，稳态工作时，谐振电容电压正最大值与负最大值相等，因而在电流为0的开始时刻对应谐振电容起始电压可定为-uc_max，设连接点P₁和P₂分别对应的横坐标值为u₁和u₂，即u₁为第1过程结束后谐振电容电压，u₂为第2过程结束后谐振电容电压，通过公式：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_2^2-{(u_1-O_2)}^2=R_1^2-{(u_1-O_1)}^2\\ R_3^2-{(u_2-O_3)}^2=R_2^2-{(u_2-O_2)}^2\\ R_1=O_1+{\mathrm{uc}}_{\max }\\ R_3={\mathrm{uc}}_{\max }-O_3=R_1-O_1-O_3\end{array}\right.$

前两项可得：

$\left\{\begin{array}{c}{(u_1-O_2)}^2-{(u_1-O_1)}^2={R_2}^2-{R_1}^2\\ {(u_2-O_3)}^2-{(u_2-O_2)}^2={(R_1-O_1-O_3)}^2-{R_2}^2\end{array}\right.$

简化后得：

$u_1=[\frac{{R_2}^2-{R_1}^2}{O_1-O_2}+(O_1+O_2)]/2$

$U_2=[\frac{{(R_1-O_1-O_3)}^2-{R_2}^2}{O_2-O_3}+(O_2+O_3)]/2$

根据电荷分配约束条件：

$K=\frac{Q_2}{Q_1+{\mathrm{\ΔQ}}_2}=\frac{{\mathrm{C\Δuc}}_2}{C({\mathrm{\Δuc}}_2+{\mathrm{\Δuc}}_1)}=\frac{u_2-u_1}{{\mathrm{uc}}_{\max }+u_2}$

可得：

$R_2=\sqrt{\frac{(O_2-O_3)({\mathrm{uc}}_{\max }^2+O_2^2+{2O}_1{\mathrm{uc}}_{\max })+2K(O_2-O_1)(O_2-O_3){\mathrm{uc}}_{\max }-(1-K)(O_2-O_1)({\mathrm{uc}}_{\max }^2+O_2^2-{2O}_3{\mathrm{uc}}_{\max })}{(O_1-O_3)+K(O_2-O_1)}}$

根据uc_max、O₁、O₂、O₃和K值可得到u₁和u₂的值；

$u_2=[\frac{{({\mathrm{uc}}_{\max }-O_3)}^2-{R_2}^2}{O_2-O_3}+(O_2+O_3)]/2$

u₁＝(1-K)u₂-Kuc_max

设第一工作过程轨迹对应的弧度为θ₁、第二工作过程轨迹对应的弧度为θ₂、第三工作过程轨迹对应的弧度为θ₃，其对应的表达式分别为：

${\mathrm{\θ}}_1={\cos }^{-1}\left(\frac{O_1-u_1}{R_1}\right)$

${\mathrm{\θ}}_2={\cos }^{-1}\left(\frac{u_1-O_2}{R_2}\right)-{\cos }^{-1}\left(\frac{u_2{-O}_2}{R_2}\right)$

${\mathrm{\θ}}_3={\cos }^{-1}\left(\frac{u_2-O_3}{R_3}\right)$

根据θ=ωt，可得：第一工作过程结束时刻t₁＝θ₁/ω，第二工作过程结束时刻t₂＝(θ₁+θ₂)/ω，第三工作过程结束时刻t₃＝(θ₁+θ₂+θ₃)/ω；其中ω为谐振角频率，可分别得到切换点时刻t₁、t₂和t₃；

e.根据工作时刻电网相电压所处的区间以及需要输出的电流方向，并根据步骤c所述的工作过程，分配对应的功率开关的开关状态组合；

f.根据步骤d所得的三个电压的切换时间点生成通用的时序控制信号，控制各工作过程之间的切换；

g.根据步骤f的控制完成三相相间的选择和切换，判断工作是否结束，若是，则退出，若否，则回到步骤a。