CN108631621A - Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质 - Google Patents

Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质 Download PDF

Info

Publication number
CN108631621A
CN108631621A CN201810526413.1A CN201810526413A CN108631621A CN 108631621 A CN108631621 A CN 108631621A CN 201810526413 A CN201810526413 A CN 201810526413A CN 108631621 A CN108631621 A CN 108631621A
Authority
CN
China
Prior art keywords
parameter
state
converter
excitation state
radian
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201810526413.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108631621B (zh
Inventor
张政权
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southwest Jiaotong University
Original Assignee
Southwest Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southwest Jiaotong University filed Critical Southwest Jiaotong University
Priority to CN201810526413.1A priority Critical patent/CN108631621B/zh
Publication of CN108631621A publication Critical patent/CN108631621A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108631621B publication Critical patent/CN108631621B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请实施例提供了一种AC‑DC变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质，涉及电气控制技术领域。方法包括：获得AC‑DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据三相输入参数和直流输出参数，确定出AC‑DC变换器的工作模式；根据三相输入参数、谐振参数和直流输出参数确定出在工作模式下，AC‑DC变换器的状态图；根据状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长；根据每个激励状态的时长控制AC‑DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。由于采用PWM控制时，开关管的工作频率固定，不会对输入和输出的滤波电路有特别高的性能要求，故避免了采用PDM造成AC‑DC变换器的设计困难的技术问题，并降低了AC‑DC变换器的研发成本。

Description

AC-DC变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质
技术领域
本申请涉及电气控制技术领域，具体而言，涉及一种AC-DC变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质。
背景技术
目前，在电气控制技术中，可采用脉冲密度调制技术(Pulse DensityModulation、PDM)来对AC-DC变换器的输出电压进行控制。但是由于脉冲密度调制技术会导致开关管工作频率变化，使得对输入和输出的滤波电路性能要求就非常高了，其导致对AC-DC变换器的设计困难，造成研发成本太高。
发明内容
本申请在于提供一种AC-DC变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质。
本申请的实施例通过如下方式实现：
第一方面，本申请实施例提供了一种AC-DC变换器的控制方法，应用于与AC-DC变换器连接的控制装置。所述方法包括：获得所述AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式；根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，所述状态图表征出用于激励所述AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数；根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长；根据每个激励状态的时长控制所述AC-DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。
第二方面，本申请实施例提供了一种控制装置，与AC-DC变换器连接，所述装置包括：模式确定模块，用于获得所述AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式。状态确定模块，用于根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，所述状态图表征出用于激励所述AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数。时长确定模块，用于根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长。导通控制模块，用于根据每个激励状态的时长控制所述AC-DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。
第三方面，本申请实施例提供了一种输出系统，包括：如所述的控制装置，以及所述控制装置连接的AC-DC变换器。所述控制装置，用于通过调用自身存储的程序执行所述AC-DC变换器的控制方法，以控制所述AC-DC变换器输出稳定的直流信号。
第四方面，本申请实施例提供了一种具有处理器可执行的非易失的程序代码的计算机可读储存介质，所述程序代码使所述处理器执行AC-DC变换器的控制方法。
本申请实施例的有益效果是：
控制装置根据获得AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，则控制装置就可以依次确定出AC-DC变换器的工作模式和在所述工作模式下AC-DC变换器的状态图。由于状态图可以表征出用于激励该AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数。因此，通过针对AC-DC变换器工作的至少一种激励状态的参数来进行计算，才能够计算出针对每种激励状态的PWM控制的时长，进而才能够实现对AC-DC变换器的开关矩阵中开关管的PWM导通时长进行PWM控制。由于采用PWM控制时，开关管的工作频率固定，不会对输入和输出的滤波电路有特别高的性能要求，故避免了采用PDM造成AC-DC变换器的设计困难的技术问题，并降低了AC-DC变换器的研发成本。
为使本申请的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1示出了本申请第一实施例提供的一种输出系统的结构框图；
图2示出了本申请第一实施例提供的一种输出系统中AC-DC变换器拓扑图；
图3示出了本申请第一实施例提供的一种输出系统中控制装置的结构示意图；
图4示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法的流程图；
图5示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法中处于降压工作模式的状态图；
图6示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法中处于降压-升压工作模式的状态图；
图7示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法中处于升压工作模式下第一种情况的状态图；
图8示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法中处于升压工作模式下第二种情况的状态图；
图9示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法中处于降压工作模式下一部分开关管的导通时间示意图；
图10示出了本申请第二实施例提供的一种AC-DC变换器的控制方法中处于降压工作模式下另一部分开关管的导通时间示意图；
图11示出了本申请第三实施例提供的一种控制装置的结构框图；
图12示出了本申请第三实施例提供的一种控制装置中状态确定模块的结构框图；
图13示出了本申请第三实施例提供的一种控制装置中模式确定模块的结构框图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
第一实施例
请参阅图1，本申请实施例提供了一种输出系统10，该输出系统10包括：AC-DC变换器11和控制装置20。
AC-DC变换器11可以为市面上常见型号的交直流变换器，其中，图2示出了该AC-DC变换器11的拓扑结构图。基于图2示出的结构，该AC-DC变换器11可以包括：用于与三相线路连接的三相输入端、与三相输入端连接的开关矩阵、与该开关矩阵连接的变压器、与变压器连接的整流电路、以及与整流电路连接的直流输出端，而该直流输出端还用于与外部的负载连接。
本实施例中，AC-DC变换器11的开关矩阵可以包括：14个开关管，以及14个开关管中每个开关管都可以为场效应管，该14个开关管依次分别为：MOS1至MOS14。AC-DC变换器11的该开关矩阵可以受控于控制装置，即14个开关管中至少一个开关管在于控制装置的PWM(Pulse Width Modulation、脉冲宽度调制)控制下形成间歇性导通，从而使得AC-DC变换器11能够实现稳定的直流输出。
请参阅图3，控制装置可以为市面上常规型号。具体的，控制装置20可以包括：存储器21、通信接口22、总线23和处理器24。所述处理器24、通信接口22和存储器21通过总线23连接；处理器24用于执行存储器21中存储的可执行模块，例如计算机程序。
其中，存储器21可能包含高速随机存取存储器(Random Access Memory RAM)，也可能还包括非不稳定的存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。通过至少一个通信接口22(可以是有线或者无线)实现该控制装置20与至少一个其它控制装置20的通信连接，可以使用互联网，广域网，本地网，城域网等。本实施例中，存储器21配置成存储了执行AC-DC变换器的控制方法所需要的程序。
总线23可以是ISA总线、PCI总线或EISA总线等。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图3中仅用一个双向箭头表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
处理器24可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器24中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器24可以是通用处理器，包括中央处理器(Central Processing Unit，简称CPU)、网络处理器(Network Processor，简称NP)等；还可以是数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现成可编程门阵列(FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本发明实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本发明实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。
本实施例中，处理器14通过通信接口22采集到受控的AC-DC变换器11的参数，基于AC-DC变换器11的参数，处理器14可以通过调用存储在所述存储器11中的程序来执行AC-DC变换器的控制方法，实现对AC-DC变换器11的开关矩阵进行PWM控制，以使AC-DC变换器11能够稳定的输出直流信号。
第二实施例
请参阅图4，本申请实施例提供了一种AC-DC变换器的控制方法，该AC-DC变换器的控制方法应用于与AC-DC变换器连接的控制装置，该AC-DC变换器的控制方法，包括：步骤S100、步骤S200、步骤S300和步骤S400。
步骤S100：获得所述AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式。
为便于控制装置的控制，控制装置中预先将三相信号的一个正弦周期等分成了多个时间区间，比如，多个时间区间可以为12个。基于此，在每个时间区间内的a相、b相和c相电压的极性是可以确定，以及a相、b相和c相电压之间的大小关系也是可以确定，且针对一个正弦周期来说，a相、b相和c相电压的极性和大小关系还可以是保持单调的变化。故该12个时间区间中各相电压的关系为具体为：
时间区间1：uc>ua>ub,UP＝ub,UM＝ua,UN＝uc；
时间区间2：ua>uc>ub,UP＝ub,UM＝uc,UN＝ua；
时间区间3：ua>uc>ub,UP＝ua,UM＝uc,UN＝ub；
时间区间4：ua>ub>uc,UP＝ua,UM＝ub,UN＝uc；
时间区间5：ua>ub>uc,UP＝uc,UM＝ub,UN＝ua；
时间区间6：ub>ua>uc,UP＝uc,UM＝ub,UN＝ua；
时间区间7：ub>ua>uc,UP＝ub,UM＝ua,UN＝uc；
时间区间8：ub>uc>ua,UP＝ub,UM＝ua,UN＝uc；
时间区间9：ub>uc>ua,UP＝ua,UM＝ub,UN＝uc；
时间区间10：uc>ub>ua,UP＝ua,UM＝ub,UN＝uc；
时间区间11：uc>ub>ua,UP＝uc,UM＝ub,UN＝ua；
时间区间12：uc>ua>ub,UP＝uc,UM＝ua,UN＝ub；
其中，根据每相的电压可以获得幅值最大的UP，以及获得幅值最小的UM。为便于后续的运算处理，还根据UP和UM定义出Vn＝|UP-UN|和Vm＝|UP-UM|，其中，Vn为高线电压，Vm为低线电压。
在控制装置可以在当前时间处于12个时间区间中任一时间区间时执行该AC-DC变换器的控制方法。
具体的，控制装置可以通过锁相环电路去采集到AC-DC变换器的三相输入参数，该三相输入参数则每一相的电压。同时，控制装置也可以采集到AC-DC变换器的直流输出参数，该直流输出参数包括负载电压Vo，输出功率为Po。以及，基于图2中示出的谐振电感Lr1和谐振电容Cr1构成的谐振回路，控制装置也可以采集到AC-DC变换器的谐振回路的谐振参数，该谐振参数则为谐振电流iLr。
于本实施例中，控制装置可以先根据三相输入参数和直流输出参数，获得三相输入参数和直流输出参数之间的等效大小关系。例如，控制装置可以根据三相输入参数计算UP和UM，再根据UP和UM与负载电压Vo按预设的计算公式计算UP和UM与负载电压Vo之间的大小关系，从而就可以获得等效大小关系。在等效大小关系为三相输入参数大于直流输出参数时，控制装置可以确定出AC-DC变换器的工作模式为降压工作模式，在等效大小关系为三相输入参数先大于再小于直流输出参数时，控制装置可以确定出AC-DC变换器的工作模式为降压-升压工作模式，以及在在等效大小关系为三相输入参数小于直流输出参数时，控制装置可以确定出AC-DC变换器的工作模式为升压工作模式。
本实施例中，每种工作模式下控制装置均预设了对应该工作模式的计算方式，故确定出AC-DC变换器的工作模式以便后续的计算。
步骤S200：根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，所述状态图表征出用于激励所述AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数。
作为一种方式，当控制装置确定出的工作模式为降压工作模式或降压-升压工作模式，控制装置按预设对应关系，可采用一种计算方式。
具体的，控制装置根据当前所在的时间区间，以及根据预设的该时间区间所对应的三相输入参数与高线电压Vn和低线电压Vm，则可以通过该三相输入参数确定出相应的高线电压Vn和低线电压Vm。
在本实施例中，降压工作模式或降压-升压工作模式下，控制装置中还预先设定了AC-DC变换器在该时间区间内的工作状态可以处于至少一种激励状态，即可以处于低线电压激励状态、高线电压激励状态和零电压激励状态。且由于AC-DC变换器的谐振电流还需要进行正半周期和负半周期的两次换流，故该时间区间内，每种激励状态均可以重复进行两次。
控制装置所预设的至少一种激励状态具体为：第1个工作过程为低线电压激励状态、第2个工作过程为高线电压激励状态、第3个工作过程为零电压激励状态、第4个工作过程为负的低线电压激励状态、第5个工作过程为负的高线电压激励状态、而第6个工作为零电压激励状态。
为便于后续计算，控制装置可以根据三相输入参数计算出的UN和UM，可以通过积分计算出，在1-2工作过程中，从UM相流出电荷量为Q1，从UN相流出电荷量为Q2；在4-5工作过程中，UM从相流出电荷量为Q3，从UN相流出电荷量为Q4。根据电荷量精确分配的调制策略，可以计算出用于后续计算的电荷分配比例，该电荷分配比例为：
控制装置在根据三相输入参数计算出的高线电压Vn和低线电压Vm，根据获得负载电压Vo和输出功率为Po，以及根据谐振电流iLr和预设的谐振电感值Lr。控制装置按预设计算公式可以获得：
和
其中，谐振电容电压峰值为vcr，谐振电路特征阻抗为Zr，谐振频率为ω，谐振周期T，相位角为θ，工作持续时间为t，以及获得为第1个工作过程结束后谐振电容电压V1和第2个工作过程结束后谐振电容电压V2。
控制装置获得上述的参数是每种激励状态的参数，其是用于建立状态图中的每种激励状态对应弧度，其中，可以将上述每种激励状态的参数定义为状态图建立参数。但为建立每种激励状态对应弧度，控制装置还需确定每种激励状态对应弧度的圆心。
本实施例中，控制装置预设了确定圆心的计算方式如式1和式2所示：
降压工作模式：O1＝Vm-Vo，O2＝Vn-Vo，O3＝-Vo；(1)
降压-升压工作模式：O1＝Vm，O2＝Vn-Vo，O3＝-Vo；(2)
其中，O1为状态图中低线电压激励状态的第一圆心参数，O2为状态图中低线电压激励状态的第二圆心参数，而O3为状态图中零电压激励状态的第三圆心参数。
基于控制装置将获得的负载电压Vo、高线电压Vn和低线电压Vm带入式1和式2计算，便可以确定出第一圆心参数、第二圆心参数和第三圆心参数。
可以理解的是，控制装置根据获得的第一圆心参数、第二圆心参数、第三圆心参数和每种激励状态的参数，就可以建立出状态图。
具体为：控制装置根据谐振参数计算出的状态图建立参数和第一圆心参数，确定出状态图中低线电压激励状态的第一弧度参数，第一弧度参数即为第一弧度的第一弧长和第一半径r1。控制装置根据谐振参数计算出的状态图建立参数和第二圆心参数，确定出在状态图中高线电压激励状态的第二弧度参数，第二弧度参数即为第二弧度的第二弧长和第二半径r2。以及控制装置还根据谐振参数计算出的状态图建立参数和第二圆心参数，确定出在状态图中零电压激励状态的第三弧度参数，第三弧度参数即为第三弧度的第三弧长和第三半径r3。
于本实施例中，控制装置能够直接确定出的为：通过第一圆心参数、第二圆心参数、第三圆心参数和每种激励状态的参数直接确定出第一弧度参数和第三弧度参数。但第二弧度参数中的第二半径r2，并不能够通过第一圆心参数、第二圆心参数、第三圆心参数和每种激励状态的参数直接确定出。故控制装置需要通过其它计算将第二半径r2确定出，以及确定出第二半径r2才能够将建立状态图的全部参数确定出，从而才能建立出状态图。
本实施例，可以将根据电荷量为Q1可以直接确定出第1个工作过程谐振电容电压变化量Δvcr1，并将根据电荷量为Q2第2个工作过程谐振电容电压变化量Δvcr2作为限制条件，再基于第二半径r2与谐振电容电压V1和谐振电容电压V2的关系。采用第二半径r2来表示谐振电容电压V1和谐振电容电压V2，再带入限制条件，便可以计算得到第二半径r2。
具体的预设计算公式如下所示。
状态平面图稳定的几何约束关系：
将式2前两项整理后可得到：
对式4化简后可得表达式：
限制条件：
把式4和式5代入到式6中，经整理后可得到第二半径r2表达式如下：
其中，式8中，vCr为已知量。O1、O2,和O3由式1可得到：r1＝vCr+O1和r3＝vCr-O3。故，便可计算得到第二半径r2。
在获得第二半径r2后，控制装置则可以建立出横轴为谐振电容电压，纵轴为谐振电流iLr与特征阻抗Zr的乘积值的状态图。以图5和图6为例，图5示出了在时间区间1时，处于降压工作模式的状态图，图6则示出了在时间区间1时，处于降压-升压工作模式的状态图。
如图5和图6中，弧A1B1为低线电压激励状态下前半周期的轨迹，弧B1B2为高线电压激励状态下前半周期的轨迹，以及弧B2A2为零电压激励状态下前半周期的轨迹。可以理解的是，状态图表征出用于激励该AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数，即为：状态图中弧A1B1为基于该AC-DC变换器工作在低线电压激励状态下的低线电压激励状态参数获得；状态图中弧B1B2为基于该AC-DC变换器工作在高线电压激励状态下的高线电压激励状态参数获得；状态图中弧B2A2为基于该AC-DC变换器工作在零线电压激励状态下的零线电压激励状态参数获得。
可以理解的是，后半周期的轨迹与前半周期的轨迹相同，但数值相反。后半周期的轨迹的计算方式与上述前半周期的轨迹计算方式相同，在此不做过多累述。
作为另一种方式，当控制装置确定出的工作模式为升压工作模式，控制装置按预设对应关系，可采用另一种计算方式。
具体的，控制装置也根据当前所在的时间区间，以及根据预设的该时间区间所对应的三相输入参数与高线电压Vn和低线电压Vm，则也可以通过该三相输入参数确定出相应的高线电压Vn和低线电压Vm。
在处于升压工作模式时，该AC-DC变换器的激励方式可以有两种情况，两种情况的不同为实际算法的不同，但无论是那种情况，AC-DC变换器在该时间区间内的工作状态也处于至少一种激励状态。因此，控制装置中也预先设定了AC-DC变换器在该时间区间内的工作状态可以处于至少一种激励状态，即可以处于低线电压激励状态、高线电压激励状态和零电压激励状态。且由于AC-DC变换器的谐振电流还需要进行正半周期和负半周期的两次换流，故该时间区间内，每种激励状态均也可以重复进行两次。
控制装置所预设的至少一种激励状态具体也为：第1个工作过程为低线电压激励状态、第2个工作过程为高线电压激励状态、第3个工作过程为零电压激励状态、第4个工作过程为负的低线电压激励状态、第5个工作过程为负的高线电压激励状态、而第6个工作为零电压激励状态。
为便于后续计算，控制装置可以根据三相输入参数计算出的UN和UM，可以通过积分计算出，在1-2工作过程中，从UM相流出电荷量为Q1，从UN相流出电荷量为Q2；在4-5工作过程中，UM从相流出电荷量为Q3，从UN相流出电荷量为Q4。根据电荷量精确分配的调制策略，可以计算出用于后续计算的电荷分配比例，该电荷分配比例也为：
控制装置在根据三相输入参数计算出的高线电压Vn和低线电压Vm，根据获得负载电压Vo和输出功率为Po，以及根据谐振电流iLr和预设的谐振电感值Lr。控制装置按预设计算公式可以获得：
和
其中，谐振电容电压峰值为vcr，谐振电路特征阻抗为Zr，谐振频率为ω，谐振周期T，相位角为θ，工作持续时间为t，以及获得为第1个工作过程结束后谐振电容电压V1和第2个工作过程结束后谐振电容电压V2，以及在vcr的表达式中，Vin为输入三相相间电压等效的直流电压为
控制装置获得上述的参数也是每种激励状态的参数，其是用于建立状态图中的每种激励状态对应弧度，其中，可以将上述每种激励状态的参数定义为状态图建立参数。但为建立每种激励状态对应弧度，控制装置还需确定每种激励状态对应弧度的圆心。
本实施例中，控制装置预设了第一种情况下确定圆心的计算方式如式9所示，以及预设了第一种情况下确定圆心的计算方式如式10所示：
第一种情况下：O1＝Vm、O2＝Vn、O3＝Vn-Vo (9)
第二种情况下：O1＝Vm、O2＝Vm-Vo、O3＝Vn-Vo (10)
其中，O1为状态图中低线电压激励状态的第一圆心参数，O2为状态图中低线电压激励状态的第二圆心参数，而O3为状态图中零电压激励状态的第三圆心参数。
基于控制装置将获得的负载电压Vo、高线电压Vn和低线电压Vm带入式9和式10计算，便可以确定出第一圆心参数、第二圆心参数和第三圆心参数。
可以理解的是，控制装置根据获得的第一圆心参数、第二圆心参数、第三圆心参数和每种激励状态的参数，就也可以建立出状态图。
具体为：控制装置根据谐振参数计算出的状态图建立参数和第一圆心参数，确定出状态图中低线电压激励状态的第一弧度参数，第一弧度参数即为第一弧度的第一弧长和第一半径r1。控制装置根据谐振参数计算出的状态图建立参数和第二圆心参数，确定出在状态图中高线电压激励状态的第二弧度参数，第二弧度参数即为第二弧度的第二弧长和第二半径r2。以及控制装置还根据谐振参数计算出的状态图建立参数和第三圆心参数，确定出在状态图中零电压激励状态的第三弧度参数，第三弧度参数即为第三弧度的第三弧长和第三半径r3。
于本实施例中，控制装置能够直接确定出的为：通过第一圆心参数、第二圆心参数、第三圆心参数和每种激励状态的参数直接确定出第一弧度参数和第三弧度参数。但第二弧度参数中的第二半径r2，并不能够通过第一圆心参数、第二圆心参数、第三圆心参数和每种激励状态的参数直接确定出。故控制装置需要通过其它计算将第二半径r2确定出，以及确定出第二半径r2才能够将建立状态图的全部参数确定出，从而才能建立出状态图。
本实施例，也可以将根据电荷量为Q1可以直接确定出第1个工作过程谐振电容电压变化量Δvcr1，并也将根据电荷量为Q2第2个工作过程谐振电容电压变化量Δvcr2作为限制条件，再基于第二半径r2与谐振电容电压V1和谐振电容电压V2的关系。也采用第二半径r2来表示谐振电容电压V1和谐振电容电压V2，再带入限制条件，便也可以计算得到第二半径r2。
具体的预设计算公式也如下所示。
在采用第一种情况时：
状态平面图稳定的几何约束关系：
式11前两项整理后可得到：
对式12化简后可得表达式：
限制条件为：
把式12和式13代入到式14中，经整理后可得到第二半径r2表达式如下：
其中，式16中，vCr为已知量。O1、O2,和O3由式9可得到：r1＝vCr+O1和r3＝vCr-O3。故，便可计算得到第二半径r2。
在采用第二种情况时：
状态平面图稳定的几何约束关系：
式17前两项整理后可得到：
对式18化简后可得表达式：
电荷分配约束条件：
把式17和式18代入到式19中，经整理后可得到第二半径r2表达式如下：
其中，式22中，vCr为已知量。O1、O2,和O3由式9可得到：r1＝vCr+O1和r3＝vCr-O3。故，便可计算得到第二半径r2。
在获得第二半径r2后，控制装置则可以建立出横轴为谐振电容电压，纵轴为谐振电流iLr与特征阻抗Zr的乘积值的状态图。以图7和图8为例，图7示出了在时间区间1时，处于升压工作模式且处于第一种情况下的状态图，图8则示出了在时间区间1时，处于升压工作模式且处于第二种情况下的状态图。
如图7和图8中，弧A1B1为低线电压激励状态下前半周期的轨迹，弧B1B2为高线电压激励状态下前半周期的轨迹，以及弧B2A2为零电压激励状态下前半周期的轨迹。可以理解的是，状态图表征出用于激励该AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数，即为：状态图中弧A1B1为基于该AC-DC变换器工作在低线电压激励状态下的低线电压激励状态参数获得；状态图中弧B1B2和弧A1A2为基于该AC-DC变换器工作在高线电压激励状态下的高线电压激励状态参数获得；状态图中弧B2A2为基于该AC-DC变换器工作在零线电压激励状态下的零线电压激励状态参数获得。
可以理解的是，后半周期的轨迹与前半周期的轨迹相同，但数值相反。后半周期的轨迹的计算方式与上述前半周期的轨迹计算方式相同，在此不做过多累述。
步骤S300：根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长。
在建立出状态图后，根据状态图中每种激励状态的参数中的弧长就可以获得在该时间区间内AC-DC变换器的工作处于每种激励状态的时长。
于本实施例中，当建立的状态图为降压工作模式或降压-升压工作模式时，具体为：
根据状态图中第一圆心参数和第一弧度参数中低线电压激励状态的弧A1B1，可以获得弧A1B1的表达式为：
根据状态图中第二圆心参数和第二弧度参数中高线电压激励状态的弧B1B2，可以获得弧B1B2的表达式为：
以及，根据状态图中第三圆心参数和第三弧度参数中高线电压激励状态的弧B2A2，可以获得弧B2A2的表达式为：
根据θ＝ωt可得：
t1＝θ1/ω (26)
t2＝(θ1+θ2)/ω (27)
t3＝(θ1+θ2+θ3)/ω (28)
其中，基于式26就可以获得低线电压激励状态下与第一弧度参数中第一弧度半径对应的第一时长，基于式27就可以获得高线电压激励状态下与第二弧度参数中第二弧度半径对应的第二时长，基于式28就可以获得零电压激励状态下与第三弧度参数中第三弧度半径对应的第三时长。
于本实施例中，当建立的状态图为升压工作模式时，具体为：
在升压工作模式的第一种情况下：
根据状态图中第一圆心参数和第一弧度参数中低线电压激励状态的弧A1B1，可以获得弧A1B1的表达式为：
根据状态图中第二圆心参数和第二弧度参数中高线电压激励状态的弧B1B2，可以获得弧B1B2的表达式为：
以及，根据状态图中第三圆心参数和第三弧度参数中高线电压激励状态的弧B2A2，可以获得弧B2A2的表达式为：
在升压工作模式的第二种情况下：
根据状态图中第一圆心参数和第一弧度参数中低线电压激励状态的弧A1B1，可以获得弧A1B1的表达式为：
根据状态图中第二圆心参数和第二弧度参数中高线电压激励状态的弧B1B2，可以获得弧B1B2的表达式为：
以及，根据状态图中第三圆心参数和第三弧度参数中高线电压激励状态的弧B2A2，可以获得弧B2A2的表达式为：
以及，无论在第一种情况，还是在第二种情况下，根据θ＝ωt可得：
t1＝θ1/ω (35)
t2＝(θ1+θ2)/ω (36)
t3＝(θ1+θ2+θ3)/ω (37)
其中，基于式35就可以获得低线电压激励状态下与第一弧度参数中第一弧度半径对应的第一时长，基于式36就可以获得高线电压激励状态下与第二弧度参数中第二弧度半径对应的第二时长，基于式37就可以获得零电压激励状态下与第三弧度参数中第三弧度半径对应的第三时长。
需要说明的是，前述的第一时长、第二时长和第三时长是在该时间区间内前半周期的时长，即第一时长、第二时长和第三时长之和为该时间区间的前半周期。但是该时间区间内后半周期的计算方式与前述相同，在此就不作累述。计算出的后半周期时长中，第四时长与第一时长对应相同，第五时长与第二时长对应相同，第六时长与第三时长对应相同。
步骤S400：根据每个激励状态的时长控制所述AC-DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。
为保证对AC-DC变换器的开关矩阵中每个开关管的有效控制，控制装置中还预设在每个时间区间内，哪些开关管需要被导通，如表1所示。
表1，开关管与区间对应关系表。
因此，根据计算出的第一时长、第二时长和第三时长，以及根据开关管与区间对应关系表就可以明确的获知在该时间区间的前半周期内，第一部分的开关管的PWM导通时长为第一时长、以及第二部分开关管的PWM导通时长为第二时长、且第三部分开关管的PWM导通时长为第三时长。并也可以相应的确定出该时间区间的后半周期内，第四部分的开关管的PWM导通时长为第四时长、以及第五部分开关管的PWM导通时长为第五时长、且第六部分开关管的PWM导通时长为第六时长。
例如，请参阅图9和图10，图9和图10配合示出了在时间区间1中且处于降压模式下，开关管S1至S14中每个开关管的导通时长。其中，t0-t1为第一时长，t1-t2为第二时长、t2-t3为第三时长、t3-t4为第四时长、t4-t5为第五时长、以及t5至t0为第六时长。
第三实施例
请参阅图11，本申请实施例提供了一种控制装置20，所述控制装置20中的处理器24包括：
模式确定模块110，用于获得所述AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式。
状态确定模块120，用于根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，所述状态图表征出用于激励所述AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数。
时长确定模块130，用于根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长。
导通控制模块140，用于根据每个激励状态的时长控制所述AC-DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。
其中，所述时长确定模块130，具体用于根据所述状态图中所述第一圆心参数和所述第一弧度参数，获得所述低线电压激励状态下与所述第一弧度参数中第一弧度半径对应的第一时长，根据所述状态图中所述第二圆心参数和所述第二弧度参数，获得所述高线电压激励状态下与所述第二弧度参数中第二弧度半径对应的第二时长，以及获得所述零电压激励状态下与所述第三弧度参数中第三弧度半径对应的第三时长。
请参阅图12，在本申请实施例中，状态确定模块120包括：
圆心参数确定单元121，用于根据所述三相输入参数和所述直流输出参数确定在所述工作模式下，所述状态图中所述低线电压激励状态的第一圆心参数、所述高线电压激励状态的第二圆心参数和所述零电压激励状态的第三圆心参数。
弧度参数确定单元122，用于根据所述谐振参数和所述第一圆心参数，确定出在所述状态图中所述低线电压激励状态的第一弧度参数，根据所述谐振参数和所述第二圆心参数，确定出在所述状态图中所述高线电压激励状态的第二弧度参数，以及根据所述谐振参数和所述第二圆心参数，确定出在所述状态图中所述零电压激励状态的第三弧度参数。
请参阅图13，在本申请实施例中，模式确定模块110，包括：
关系确定单元111，用于根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，获得所述三相输入参数和所述直流输出参数之间的等效大小关系。
模式确定单元112，用于根据所述等效大小关系确定出所述AC-DC变换器的工作模式为：降压工作模式、降压-升压工作模式或升压工作模式。
需要说明的是，由于所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
本领域内的技术人员应明白，本申请实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请实施例可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请实施例可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
以上仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
以上，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，应用于与AC-DC变换器连接的控制装置，所述方法包括：
获得所述AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式；
根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，所述状态图表征出用于激励所述AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数；
根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长；
根据每个激励状态的时长控制所述AC-DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。
2.根据权利要求1所述的AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述至少一种激励状态包括：低线电压激励状态、高线电压激励状态和零电压激励状态，所述根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，包括：
根据所述三相输入参数和所述直流输出参数确定在所述工作模式下，所述状态图中所述低线电压激励状态的第一圆心参数、所述高线电压激励状态的第二圆心参数和所述零电压激励状态的第三圆心参数；
根据所述谐振参数和所述第一圆心参数，确定出在所述状态图中所述低线电压激励状态的第一弧度参数，根据所述谐振参数和所述第二圆心参数，确定出在所述状态图中所述高线电压激励状态的第二弧度参数，以及根据所述谐振参数和所述第三圆心参数，确定出在所述状态图中所述零电压激励状态的第三弧度参数。
3.根据权利要求2所述的AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长，包括：
根据所述状态图中所述第一圆心参数和所述第一弧度参数，获得所述低线电压激励状态下与所述第一弧度参数中第一弧度半径对应的第一时长，根据所述状态图中所述第二圆心参数和所述第二弧度参数，获得所述高线电压激励状态下与所述第二弧度参数中第二弧度半径对应的第二时长，以及获得所述零电压激励状态下与所述第三弧度参数中第三弧度半径对应的第三时长。
4.根据权利要求3所述的AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式，包括：
根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，获得所述三相输入参数和所述直流输出参数之间的等效大小关系；
根据所述等效大小关系确定出所述AC-DC变换器的工作模式为：降压工作模式、降压-升压工作模式或升压工作模式。
5.一种控制装置，其特征在于，与AC-DC变换器连接，所述装置包括：
模式确定模块，用于获得所述AC-DC变换器的三相输入参数、谐振参数和直流输出参数，并根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，确定出所述AC-DC变换器的工作模式；
状态确定模块，用于根据所述三相输入参数、所述谐振参数和所述直流输出参数确定出在所述工作模式下，所述AC-DC变换器的状态图，所述状态图表征出用于激励所述AC-DC变换器工作的至少一种激励状态中每种激励状态的参数；
时长确定模块，用于根据所述状态图中每种激励状态的参数获得每种激励状态的时长；
导通控制模块，用于根据每个激励状态的时长控制所述AC-DC变换器的开关矩阵中相应开关管的PWM导通时长。
6.根据权利要求5所述的控制装置，其特征在于，所述至少一种激励状态包括：低线电压激励状态、高线电压激励状态和零电压激励状态，所述状态确定模块包括：
圆心参数确定单元，用于根据所述三相输入参数和所述直流输出参数确定在所述工作模式下，所述状态图中所述低线电压激励状态的第一圆心参数、所述高线电压激励状态的第二圆心参数和所述零电压激励状态的第三圆心参数；
弧度参数确定单元，用于根据所述谐振参数和所述第一圆心参数，确定出在所述状态图中所述低线电压激励状态的第一弧度参数，根据所述谐振参数和所述第二圆心参数，确定出在所述状态图中所述高线电压激励状态的第二弧度参数，以及根据所述谐振参数和所述第三圆心参数，确定出在所述状态图中所述零电压激励状态的第三弧度参数。
7.根据权利要求6所述的控制装置，其特征在于，
所述时长确定模块，具体用于根据所述状态图中所述第一圆心参数和所述第一弧度参数，获得所述低线电压激励状态下与所述第一弧度参数中第一弧度半径对应的第一时长，根据所述状态图中所述第二圆心参数和所述第二弧度参数，获得所述高线电压激励状态下与所述第二弧度参数中第二弧度半径对应的第二时长，以及获得所述零电压激励状态下与所述第三弧度参数中第三弧度半径对应的第三时长。
8.根据权利要求7所述的控制装置，其特征在于，所述模式确定模块，包括：
关系确定单元，用于根据所述三相输入参数和所述直流输出参数，获得所述三相输入参数和所述直流输出参数之间的等效大小关系，
模式确定单元，用于根据所述等效大小关系确定出所述AC-DC变换器的工作模式为：降压工作模式、降压-升压工作模式或升压工作模式。
9.一种输出系统，其特征在于，包括：如权利要求1-4任意权项所述的控制装置，以及所述控制装置连接的AC-DC变换器；
所述控制装置，用于通过调用自身存储的程序执行所述AC-DC变换器的控制方法，以控制所述AC-DC变换器输出稳定的直流信号。
10.一种具有处理器可执行的非易失的程序代码的计算机可读储存介质，其特征在于，所述程序代码使所述处理器执行AC-DC变换器的控制方法。
CN201810526413.1A 2018-05-28 2018-05-28 Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质 Active CN108631621B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810526413.1A CN108631621B (zh) 2018-05-28 2018-05-28 Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810526413.1A CN108631621B (zh) 2018-05-28 2018-05-28 Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108631621A true CN108631621A (zh) 2018-10-09
CN108631621B CN108631621B (zh) 2019-11-08

Family

ID=63690555

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810526413.1A Active CN108631621B (zh) 2018-05-28 2018-05-28 Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108631621B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108631622A (zh) * 2018-05-29 2018-10-09 西南交通大学 一种应用于ac-dc矩阵变换器的控制系统及方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102201750A (zh) * 2010-03-22 2011-09-28 艾默生网络能源系统北美公司 一种电源系统
CN103078522A (zh) * 2013-01-14 2013-05-01 西南交通大学 一种电容充电用ac-dc串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法
CN203163873U (zh) * 2013-02-06 2013-08-28 宇星科技发展(深圳)有限公司 噪声测量装置
CN103647461A (zh) * 2013-12-06 2014-03-19 西南交通大学 一种ac-dc串联谐振矩阵变换器的控制方法及装置
CN103929072A (zh) * 2014-04-15 2014-07-16 西南交通大学 一种ac-dc串联谐振矩阵变换器的控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102201750A (zh) * 2010-03-22 2011-09-28 艾默生网络能源系统北美公司 一种电源系统
CN103078522A (zh) * 2013-01-14 2013-05-01 西南交通大学 一种电容充电用ac-dc串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法
CN203163873U (zh) * 2013-02-06 2013-08-28 宇星科技发展(深圳)有限公司 噪声测量装置
CN103647461A (zh) * 2013-12-06 2014-03-19 西南交通大学 一种ac-dc串联谐振矩阵变换器的控制方法及装置
CN103929072A (zh) * 2014-04-15 2014-07-16 西南交通大学 一种ac-dc串联谐振矩阵变换器的控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
李伟: "高效高功率密度电源技术的研究", 《中国博士学位论文全文数据库》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108631622A (zh) * 2018-05-29 2018-10-09 西南交通大学 一种应用于ac-dc矩阵变换器的控制系统及方法
CN108631622B (zh) * 2018-05-29 2019-08-06 西南交通大学 一种应用于ac-dc矩阵变换器的控制系统及方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN108631621B (zh) 2019-11-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112039225B (zh) 一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置
CN103617315B (zh) 一种基于有效占空比的移相全桥zvs变换器建模方法
CN102598497A (zh) 三相整流器
CN104734509A (zh) 用于功率转换器的系统和方法
CN105226931A (zh) 提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置
CN107276443A (zh) 基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法和电路
CN108631633B (zh) 一种基于mmc的混合电容电压型双子模块串联拓扑结构
WO2019242128A1 (zh) 一种三相逆变器及其控制方法
CN104734487A (zh) 恒定开关频率的CRM Flyback PFC变换器
CN102780409B (zh) 单位功率因数升降压电路
CN108631621B (zh) Ac-dc变换器的控制方法、控制装置、输出系统及储存介质
CN105703629B (zh) Buck-Boost矩阵变换器运行状态判定方法及装置
CN110311546A (zh) 定占空比比值控制的降压升降压pfc变换器
CN112701725B (zh) 一种混合导通模式的并网逆变器
CN103780118A (zh) 一种谐振直流环节三电平软开关逆变电路
CN112202322B (zh) 基于有源负电容的等效零阻抗抑制二次纹波电流的方法
CN103427693B (zh) 三电平变换器中点电位平衡控制系统及方法
CN110492763B (zh) 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
CN108631622B (zh) 一种应用于ac-dc矩阵变换器的控制系统及方法
CN111865115B (zh) 最优频率控制的双定频crm降压-升降压pfc变换器
CN105141136B (zh) 一种应用于全桥隔离dc‑dc变换器的直接功率控制方法
WO2023226317A1 (zh) 维也纳整流器的控制方法及系统
CN110943633B (zh) 一种三电平单相单级升压逆变器及其控制方法
CN110829868A (zh) 一种基于谐振复位隔离的正激型swiss整流器
CN108418430B (zh) Buck/Boost拓扑结构及其控制方法和控制装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant