CN112039225B - 一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置 - Google Patents

一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置，属于DC/DC变换器领域，包括：在轻载条件下维持第一全桥变换器开关频率不变，并降低第二全桥变换器开关频率；采集第一全桥变换器流输出信号，与设定值作差后进行PI控制，并归一化为第一全桥变换器的内移相角β2；基于β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算第一全桥变换器的基波相位移相角δ和第二全桥变换器的内移相角β1；根据β2和δ更新第一全桥变换器数字处理器中的参数，根据β1更新第二全桥变换器数字处理器中的参数，使第一全桥变换器和第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量相位差为δ。本发明更易实现ZVS软开关，并提高系统传输效率。

Description

一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置
技术领域
本发明属于DC/DC变换器领域，更具体地，涉及一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置。
背景技术
近年来，随着能源传输安全性、可靠性和效率的要求越来越高，无线电能传输成为了研究的热点。目前主要研究方向为单向传输系统，随着能源互联网以及智能配电网相关技术的发展，双向无线充电系统开始具有独特的优势。由于具有双向电能传输的特性，车载电池电能和电网可以双向流动。因此车载电池电能可以流向电网，通过智能调控则可实现有序充电和对电网的削峰填谷优化功能。同时对于用户，由于无线电能传输不存在电线接口，避免了触电漏电的危险，操作便捷，设备兼容性强，从而更有利于用户充电放电。因此，双向无线电能技术可以促进电动汽车作为智能电网的一类分布储能系统，推动能源互联网的发展。
在双向无线电能传输系统中，当用户侧负载功率需求较低时，若采用传统的全桥变换器输出的方波中基波进行功率传输，此时全桥变换器输出的方波脉宽宽度很小，变换器中开关管不易实现软开关，因此此时为了保证实现软开关会大大减小谐振网络双侧的基波相位差，从而增加谐振网络电网侧电压电流相位差，使得谐振网络无功功率增加降低系统的稳定性，同时降低了系统传输效率。因此当系统传输功率较低时，由于方波中谐波含量丰富，此时可以考虑采用谐波传输功率的方式进行能量传输。为实现谐波功率传输的方式，目前的现有技术方案有：
1、传统的单向单耦合机构无线功率传输系统，该系统原边为全桥变换器，副边采用不控整流电路，采用传输的PWM移相调制。该方法主要存在问题：首先由于副边采用不控整流，因此只能实现能量单向流动；同时通过理论计算当采用谐波功率传输时，如采用三次谐波功率传输时，由于副边不控整流，此时副边同样采用谐波进行能量传输，最大传输功率为基波额定值的1/9，因此功率等级低；同时由于无法调控谐振网络电流侧电压相位差，原边全桥变换器部分开关管不能实现软开关，降低了系统的稳定性和传输效率。
2、在使用传统的单向单耦合机构无线功率输出系统的情况下，采用改善后的脉冲宽度密度PDM调制方法。该方法主要存在问题：同样只可以实现能量单向流动，功率传输等级低；该方法虽然改善了系统软开关问题，但是由于采用脉冲密度调制，谐振腔电流不稳定，幅值变化幅度很大，不利于传输功率的精准调控。
上述两种谐波功率传输仅能实现单向功率传输，采用单向多耦合机构功率传输系统机构，能够实现双向功率传输，但是该方法存在如下主要缺陷：原边全桥变换器开关频率保持不变，采用谐波功率传输时，通过采用额外的耦合机构和谐振网络进行功率传输；虽然可以同时进行基波和谐波双通路功率传输，在一定程度上扩宽了输出电压或电流的范围，但是由于谐波功率等级很小，实际工程应用性较低，同时系统成本较大；同样存在软开关实现的问题。总的来说，现有的双向无线电能传输系统，存在传输效率低且软开关实现难度大的问题。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种双向无线电能传输系统的功率传输方法，其目的在于，在双向无线电能传输系统传输效率低时，使系统切换至谐波-基波混合功率传输方式，以解决现有的双向无线电能传输系统所存在的传输效率低且软开关实现难度大的问题。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种双向无线电能传输系统的功率传输方法，双向无线电能传输系统包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路，功率传输方法包括：
在双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件时，维持第一全桥变换器的开关频率不变，并降低第二全桥变换器的开关频率；第一全桥变换器为原边全桥变换器，第二全桥变换器为副边全桥变换器，或者，第一全桥变换器为副边全桥变换器，第二全桥变换器为原边全桥变换器；
采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，与相应的设定值作差后，对所得差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，得到第一全桥变换器的内移相角β2；
基于内移相角β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算第一全桥变换器的基波相位移相角δ和第二全桥变换器的内移相角β1；ZVS软开关条件函数用于限定系统实现ZVS软开关时，内移相角β2、基波相位移相角δ以及内移相角β1之间应满足的关系；效率优化函数用于限定双向无线电能传输系统中的谐振补偿网络满足负载匹配条件和预设的功率因数；
根据内移相角β2和基波相位移相角δ，更新第一全桥变换器的数字处理器中的参数，并根据内移相角β1更新第二全桥变换器的数字处理器中的参数，使第一全桥变换器和第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量的相位差为δ，从而实现谐波-基波混合功率传输。
本发明在轻载条件下，维持第一全桥变换器的开关频率不变，而降低第二全桥变换器的开关频率，从而能够利用第一全桥变换器的基波和第二全桥变换器的谐波进行谐波-基波混合功率传输，在实现谐波-基波混合功率传输时，通过ZVS软开关条件函数和效率优化函数约束两个全桥变换器的内移相角和第一全桥变换器的基波相位移相角，能够更容易地实现ZVS软开关，并且降低了相同功率下第二全桥变换器所在边的开关损耗，减少了谐振网络无功功率占比，提高了系统传输效率。
进一步地，降低第二全桥变换器的开关频率，包括：
按照CTRMAX'＝N*CTRMAX更新第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值；
其中，N为大于1的奇数，CTRMAX和CTRMAX'分别表示更新前、后第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值。
本发明按照奇数倍关系增加第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值，能有效降低第二全桥变换器的开关频率，并产生谐波信号。
进一步地，N＝3；随着第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值增加，第二全桥变换器的开关频率在降低的同时，效率等级会降低，本发明按照三倍关系增加第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值，能够在产生谐波信号的情况下，保证最大的效率等级。
在一些可选的实施例中，ZVS软开关条件函数和效率优化函数分别为：
G1：
Figure GDA0003352524700000041
G2：
Figure GDA0003352524700000042
其中，G1和G2分别表示ZVS软开关条件函数和效率优化函数，U2dc和U1dc分别表示第一全桥变换器和第二全桥变换器的直流侧电压，θ为预设的相位裕量值，5°≤θ≤10°。
本发明基于上述ZVS条件函数和效率优化函数，约束第一全桥变换器的内移相角和基波相位移相角，以及第二全桥变换器的内移相角之间的关系，能够获得最大传输效率且实现临界ZVS软开关。
在一些可选的实施例中，ZVS软开关条件函数和效率优化函数分别为：
G1:
Figure GDA0003352524700000051
G2:β1＝2/3sin-1(Kβ_opt·sin(β2/2))；
其中，G1和G2分别表示ZVS软开关条件函数和效率优化函数，θ为预设的相位裕量值，5°≤θ≤10°；Kβ_opt表示Kβ的最优值，
Figure GDA0003352524700000052
Kβ_opt＞1，且Kβ_opt·sin(β2/2)的幅值区间为0～1。
本发明基于上述ZVS条件函数和效率优化函数，约束第一全桥变换器的内移相角和基波相位移相角，以及第二全桥变换器的内移相角之间的关系，能够获得最大传输效率且实现临界ZVS软开关，同时进一步简化了控制复杂度，减小了数字处理器的计算量。
进一步地，根据内移相角β2和基波相位移相角δ，更新第一全桥变换器的数字处理器中的参数，包括：
根据如下计算式更新第一数字处理器中各比较器寄存器中的数值A11、B12、A12和B12：
Figure GDA0003352524700000053
Figure GDA0003352524700000054
Figure GDA0003352524700000055
Figure GDA0003352524700000056
其中，第一数字处理器为第一全桥变换器的数字处理器，CTRMAX1为第一数字处理器中载波计数器的最大值；函数V1(x)的定义为：
Figure GDA0003352524700000061
当第一数字处理器中载波计数器的值CTR1＝A11时，第一全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM11A为高电平，当CTR1＝B11时，第一全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM11A为低电平，当CTR1＝A12时，第一全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM12A为高电平，当CTR1＝B12时，第一全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM12A为低电平。
本发明基于上述表达式更新第一全桥变换器的数字处理器中各比较器寄存器中的数值，能够采用PWM移相调制，控制第一全桥变换器中各个桥臂开关管的动作时间，使第一全桥变换器的桥臂输出对称方波。
进一步地，根据内移相角β1更新第二全桥变换器的数字处理器中的参数，包括：
按照如下计算式更新第二数字处理器中各比较器寄存器中的数值A21、B22、A22和B22：
Figure GDA0003352524700000062
Figure GDA0003352524700000063
Figure GDA0003352524700000064
Figure GDA0003352524700000065
其中，第二数字处理器为第二全桥变换器的数字处理器，CTRMAX2为第二数字处理器中载波计数器的最大值；函数W1(x)的定义为：
Figure GDA0003352524700000066
当第一数字处理器中载波计数器的值CTR2＝A21时，第二全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM21A为高电平；当CTR2＝B21时，第二全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM21A为低电平；当CTR2＝A22时，第二全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM22A为高电平，当CTR2＝B22时，第二全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM22A为低电平。
本发明基于上述表达式更新第二全桥变换器的数字处理器中各比较器寄存器中的数值，能够采用PWM移相调制，控制第二全桥变换器中各个桥臂开关管的动作时间，使第二全桥变换器的桥臂输出对称方波。
进一步地，本发明所提供的双向无线电能传输系统的功率传输方法，在降低第二全桥变换器的开关频率之后，采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号之前，还包括：设定β2＝180°、δ＝-90°和β1＝60°，并将设定值对应输入第一全桥变换器和第二全桥变换器的数字处理器中。
β2＝180°、δ＝-90°、β1＝60°为谐波-基波混合功率传输方式下最大传输功率的对应值，本发明在降低第二全桥变换器的开关频率之后，采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号之前，按照β2＝180°、δ＝-90°、β1＝60°设定各参数的初始值，能够便于功率传输。
进一步地，判断双向无线电能传输系统是否满足预设的轻载条件的方式为：
采集第一全桥变换器的内移相角β2，若β2<β2_min，则判定双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件；
或者，采集第一全桥变换器的直流侧电流i2dc，若
Figure GDA0003352524700000071
则判定双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件；
其中，β2_min为预设的内移相角最小值；
Figure GDA0003352524700000072
为第一全桥变换器的额定电流，η为预设的比例系数。
按照本发明的另一个方面，提供了一种双向无线电能传输系统的功率传输装置，双向无线电能传输系统包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路，功率传输装置包括：
频率控制模块，用于在双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件时，维持第一全桥变换器的开关频率不变，并降低第二全桥变换器的开关频率；第一全桥变换器为原边全桥变换器，第二全桥变换器为副边全桥变换器，或者，第一全桥变换器为副边全桥变换器，第二全桥变换器为原边全桥变换器；
观测控制模块，用于采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，与相应的设定值作差后，对所得差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，得到第一全桥变换器的内移相角β2；
优化计算模块，用于基于内移相角β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算第一全桥变换器的基波相位移相角δ和第二全桥变换器的内移相角β1；ZVS软开关条件函数用于限定系统实现ZVS软开关时，内移相角β2、基波相位移相角δ以及第二全桥变换器的内移相角之间应满足的关系；效率优化函数用于限定系统中的谐振补偿网络满足负载匹配条件和预设的功率因数；
调制控制模块，用于根据内移相角β2和基波相位移相角δ，更新第一全桥变换器的数字处理器中的参数，并根据内移相角β1更新第二全桥变换器的数字处理器中的参数，使第一全桥变换器和第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量的相位差为δ，从而实现谐波-基波混合功率传输。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)本发明在轻载条件下，维持第一全桥变换器的开关频率不变，而降低第二全桥变换器的开关频率，从而能够利用第一全桥变换器的基波和第二全桥变换器的谐波进行谐波-基波混合功率传输，在实现谐波-基波混合功率传输时，通过ZVS软开关条件函数和效率优化函数约束两个全桥变换器的内移相角和第一全桥变换器的基波相位移相角，能够更容易地实现ZVS软开关，并且降低了相同功率下第二全桥变换器所在边的开关损耗，减少了谐振网络无功功率占比，提高了系统传输效率。
(2)本发明在实现谐波-基波混合功率传输的过程中，在硬件上无需额外的谐振网络和耦合机构，即可保持谐振腔谐振频率不变，灵活实现谐波功率传输地目的。
(3)本发明以G1:
Figure GDA0003352524700000091
G2:
Figure GDA0003352524700000092
分别作为ZVS软开关条件函数和效率优化函数，约束第一全桥变换器的内移相角和基波相位移相角，以及第二全桥变换器的内移相角之间的关系，能够获得最大传输效率且实现临界ZVS软开关；在其优选方案中，将上述两个函数进一步简化为G1:
Figure GDA0003352524700000093
G2:β1＝2/3sin-1(Kβ_opt·sin(β2/2))，能够在获得最大传输效率且实现临界ZVS软开关的同时，进一步简化控制复杂度，减小数字处理器的计算量。
附图说明
图1为现有的双向无线电能传输(Wireless Power Transmission，WPT)系统示意图；
图2为本发明实施例提供的双向无线电能传输系统的功率传输方法示意图；
图3为本发明实施例提供的原边全桥变换器软开关实现波形原理图；
图4为本发明实施例提供的副边全桥变换器软开关实现波形原理图；
图5为本发明实施例提供的PWM移相调制原理图；其中，(a)为对一全桥变换器进行PWM移相调制的原理图，(b)为对第二全桥变换器进行PWM移相调制的原理图；
图6为本发明实施例提供的正向功率传输下的稳态波形图；
图7为本发明实施例提供的反向功率传输下的稳态波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
在详细解释本发明的技术方案之前，先对双向无线电能传输系统进行如下简要介绍：
双向无线电能传输系统包括主电路和控制电路，主电路如图1所示，包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路；每个全桥变换器包括两个桥臂，每个桥臂上包括两个开关管，分别是上开关管和下开关管；在图1所示的主电路中，原边谐振补偿网络、副边谐振补偿网络为双SS谐振拓扑，在其他的一些拓扑结构下，原边谐振补偿网络和副边谐振补偿网络也可为LCL或LCC的形式；控制电路包括全桥变换电路直流侧端口电流检测电路、数字处理器以及驱动电路。
在每一个全桥变换器的数字处理器中，包括一个载波计数器、两个PWM模块和四个比较寄存器，两个PWM模块根据比较寄存器中的数值对全桥变换器的两个桥臂中开关管的驱动信号进行调制；以任意一个全桥变换器为例，其数字处理器中的两个PWM模块分别记为P1模块和P2模块，四个数字处理器中的数值分别记为A1、A2、B1和B2；
A1和B1为驱动一桥臂上开关管的P1模块的比较器数值，当载波计数器的数值CTR＝A1时，该桥臂上开关管的驱动信号PWM1A输出变为高电平；当CTR＝B1时，该桥臂上开关管的驱动信号PWM1A输出变为低电平；该桥臂的下开关管驱动信号由P1模块的反向输出PWM1B提供，与上开关管的驱动信号PWM1A互补，且同相输出PWM1A和PWM1B之间存在死区；
A2和B2为驱动另一桥臂上开关管的P2模块的比较器数值，当CTR＝A2时，该桥臂上开关管的驱动信号PWM2A输出变为高电平；当CTR＝B2时，该桥臂上开关管的驱动信号PWM2A输出变为低电平；该桥臂的下开关管的驱动信号由P2模块的反向输出PWM2B提供，与上开关管的驱动信号PWM2A互补，且同相输出PWM2A和PWM2B之间存在死区。
数字处理器中，载波计数器的最大值确定了开关管的开关频率，具体地，全桥变换器的开关频率f与载波计数器的最大值CTRMAX之间满足f＝1/(CTRMAX*T0)，其中，T0表示系统时钟频率对应的周期。以F28335这个型号DSP为例，它的系统时钟频率是150M，设置PWM的时钟频率与系统时钟频率与系统时钟频率相同即150M，则周期为T0＝1/150M，则对于载波计数器来说，每计数增加1的时间为一个周期T0，如果设置载波计数器最大值(TBPRD)为1500，则计数器从0开始计数，增加到1500时，即1500*T0时间之后，重新计数，所以1500*T0刚好是一个开关周期T1，对应开关频率为1/T1。
为了解决现有的双向无线电能传输系统中存在的传输效率低且软开关实现难度大的技术问题，本发明提供了一种双向无线电能传输系统的功率传输方法及装置，其整体思路在于：在轻载条件下，通过降低其中一个全桥变换器的开关频率，而维持另一个全桥变换器的开关频率不变，使系统切换至谐波-基波混合功率传输方式，同时利用ZVS软开关条件函数和效率优化函数约束两个全桥变换器的内移相角，和该另一个全桥变换器的基波相位移相角之间的关系，在实现ZVS软开关的同时优化系统传输效率。以下为实施例。
实施例1：
一种双向无线电能传输系统的功率传输方法，如图1所示，双向无线电能传输系统包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路；如图2所示，本实施例提供的双向无线电能传输系统的功率传输方法包括：
在双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件时，维持第一全桥变换器的开关频率不变，并降低第二全桥变换器的开关频率；在本实施例中，第一全桥变换器为副边全桥变换器，第二全桥变换器为原边全桥变换器；在本发明其他的一些实施例中，也可将原边全桥变换器作为第一全桥变换器，而将副边全桥变换器作为第二全桥变换器，此时，具体的功率传输方法可根据参考本实施例；
采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，与相应的设定值作差后，对所得差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，得到第一全桥变换器的内移相角β2；
基于内移相角β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算第一全桥变换器的基波相位移相角δ和第二全桥变换器的内移相角β1；ZVS软开关条件函数用于限定系统实现ZVS软开关时，内移相角β2、基波相位移相角δ以及内移相角β1之间应满足的关系；效率优化函数用于限定双向无线电能传输系统中的谐振补偿网络满足负载匹配条件和预设的功率因数；
根据内移相角β2和基波相位移相角δ，更新第一全桥变换器的数字处理器中的参数，并根据内移相角β1更新第二全桥变换器的数字处理器中的参数，使第一全桥变换器和第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量的相位差为δ，从而实现谐波-基波混合功率传输。
本实施例中，降低第二全桥变换器的开关频率，具体包括：
按照CTRMAX'＝N*CTRMAX更新第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值；
其中，N为大于1的奇数，CTRMAX和CTRMAX'分别表示更新前、后第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值；由于随着第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值增加，第二全桥变换器的开关频率在降低的同时，效率等级会降低，为了使原边产生谐波，同时保证最大的效率等级，作为一种优选的实施方式，在本实施例中，具体设置N＝3，相应地，更新第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值之后，第二全桥变换器的开关频率降为更新前的1/3，原边会产生三次谐波，由于第一全桥变换器的开关频率维持不变，副边仍利用基波传输功率，此时，系统的功率传输方式切换为原边利用三次谐波、副边利用基波传输的谐波-基波混合传输方式。
在图1所示的主电路中，双SS拓扑各参数满足如下条件：
Figure GDA0003352524700000131
Figure GDA0003352524700000132
其中，ω0为谐振角频率，ω0＝2πf0，f0为谐振频率，C1为原边串联补偿电容，C2为副边串联补偿电容，L1为弱耦合变压器原边线圈自感，L2为弱耦合变压器副边线圈自感。在满足以上条件的情况下，当原副边激励电压的角频率为谐振角频率ω0时，采有KVL和KCL可得出稳态下电路中各电量的进行主要功率传输成分的关系为：
Figure GDA0003352524700000133
传输功率为：
Figure GDA0003352524700000141
其中U1 (3)为原边激励电压的三次谐波有效值，U2为副边激励电压的基波有效值，δ为原副边激励电压的基波相位差，即为副边全桥变换器的基波相位移相角，
Figure GDA0003352524700000142
为弱耦合变压器原边绕组相对输出方波的频率的三次谐波电流相量，
Figure GDA0003352524700000143
为弱耦合变压器副边绕组基波电流相量，其
Figure GDA0003352524700000144
为原边激励电压三次谐波相量，
Figure GDA0003352524700000145
为副边激励电压基波相量，M为弱耦合变压器原副边绕组之间的互感系数，j为虚数单位。因此可知，传输功率由激励电压基波相位差δ、原边激励电压三次谐波有效值U1 (3)以及副边激励电压基波有效值U2共同决定。在系统传输功率采用谐波-基波混合功率传输时，保持系统传输功率恒定条件下，需要保证原、副边全桥变换器实现软开关，同时保持系统传输效率较高。
基于以上分析，本实施例中，ZVS软开关条件函数G1和效率优化函数G2的分析如下：
本实施例中，原边利用三次谐波、副边利用基波传输，ZVS软开关条件函数为δ＝G1(β1,β2)，效率优化函数G2(β1,β2,δ)＝0。原边变换器的ZVS软开关实现波形如图3所示，i1和u1分别表示原边压流和电压；副边变换器的ZVS软开关实现波形如图4所示，i2和u2分别表示副边电流和电压。在理想条件下，分析原边电压和电流相位关系：由傅里叶级数
Figure GDA0003352524700000146
可知，当β1＝60°,u1的3次谐波含量最大，如图3中实线波形所示，i1相对方波u1基波相位为-π时，i1相对方波u1的三次谐波相位为0，此时系统传输效率最大且实现临界ZVS，如图3中虚线波形所示，当β1减小了α时，为了满足ZVS软开关条件i1相位需要右移3α/2，可以得到原边软开关条件限制1：
Figure GDA0003352524700000147
对于SS谐振型WPT系统
Figure GDA0003352524700000151
即谐振系统原边电流滞后副边谐振电压-π/2，即：Arg(i1)＝Arg(u2)-π/2＝δ-π/2，从而可以得到ZVS临界条件1：δ≤Arg(i1)+π/2＝3/2β1-π；同理对于副边，当β2＝180°时，副边方波u2的基波含量最大，此时如图4中实线所示，i2相对方波u2基波相位为0，此时δ＝-90°，当β2减小了α时，为了满足ZVS条件方波u2相位需要右移α/2，从而可以得到ZVS临界条件2：
Figure GDA0003352524700000152
综合上述条件1和条件2可得ZVS软开关条件函数和效率优化函数分别为：
G1:
Figure GDA0003352524700000153
G2:
Figure GDA0003352524700000154
其中，U2dc和U1dc分别表示第一全桥变换器和第二全桥变换器的直流侧电压；θ为预设的相位裕量值，θ＞0，θ值一般较小，在本实施例中，具体为5°～10°；Kdc＝U1dc/U2dc，
Figure GDA0003352524700000155
R1和R2分别是原边谐振电路等效损耗电阻和副边谐振电路等效损耗电阻；
分析效率优化函数G2可知，当
Figure GDA0003352524700000156
时效率更优，但同时，δ的取值受限于ZVS软开关条件函数。
基于上述ZVS软开关条件函数和效率优化函数，本实施例能够获得最大传输效率且实现临界ZVS软开关。
为了获得相较于PDM更为精确地控制系统传输功率，本实施例在整个系统传输过程中，采用PWM移相调制；
本实施例中，根据内移相角β2和基波相位移相角δ，更新第一全桥变换器的数字处理器中的参数，包括：
根据如下计算式更新第一数字处理器中各比较器寄存器中的数值A11、B12、A12和B12：
Figure GDA0003352524700000161
Figure GDA0003352524700000162
Figure GDA0003352524700000163
Figure GDA0003352524700000164
其中，第一数字处理器为第一全桥变换器的数字处理器，CTRMAX1为第一数字处理器中载波计数器的最大值；函数V1(x)的定义为：
Figure GDA0003352524700000165
当第一数字处理器中载波计数器的值CTR1＝A11时，第一全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM11A为高电平，当CTR1＝B11时，第一全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM11A为低电平，当CTR1＝A12时，第一全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM12A为高电平，当CTR1＝B12时，第一全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM12A为低电平；
基于上述表达式更新第一全桥变换器的数字处理器中各比较器寄存器中的数值，能够采用PWM移相调制，控制第一全桥变换器中各个桥臂开关管的动作时间，使第一全桥变换器的桥臂输出对称方波，具体的PWM移相调制过程如图5中的(a)所示；
本实施例中，根据内移相角β1更新第二全桥变换器的数字处理器中的参数，包括：
按照如下计算式更新第二数字处理器中各比较器寄存器中的数值A21、B22、A22和B22：
Figure GDA0003352524700000171
Figure GDA0003352524700000172
Figure GDA0003352524700000173
Figure GDA0003352524700000174
其中，第二数字处理器为第二全桥变换器的数字处理器，CTRMAX2为第二数字处理器中载波计数器的最大值；函数W1(x)的定义为：
Figure GDA0003352524700000175
当第一数字处理器中载波计数器的值CTR2＝A21时，第二全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM21A为高电平；当CTR2＝B21时，第二全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM21A为低电平；当CTR2＝A22时，第二全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM22A为高电平，当CTR2＝B22时，第二全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM22A为低电平；
本发明基于上述表达式更新第二全桥变换器的数字处理器中各比较器寄存器中的数值，能够采用PWM移相调制，控制第二全桥变换器中各个桥臂开关管的动作时间，使第二全桥变换器的桥臂输出对称方波，具体的PWM移相调制过程如图5中的(b)所示。
为了便于功率传输，作为一种优选的实施方式，本实施例在降低第二全桥变换器的开关频率之后，采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号之前，还包括：设定系统β2、δ和β1的初始值为该模式下最大传输功率的对应值，即β2＝180°、δ＝-90°和β1＝60°，并将设定值对应输入第一全桥变换器和第二全桥变换器的数字处理器中。
本实施例中，所采集的第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，具体是第一全桥变换器的直流侧电流i2dc，相应地，需要与直流侧电流设定值作差i2dc_sec；
作差后，对差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，即可得到第一全桥变换器的内移相角β2；可选地，本实施例中，进行归一化时，所使用的归一化函数为：
Figure GDA0003352524700000181
其中，floor函数为向下取整函数；
在本发明其他的一些实施例中，所采集的第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，具体可以是第一全桥变换器的直流侧电压U2dc，相应地，需要与直流侧电压设定值作差。
本实施例中，判断双向无线电能传输系统是否满足预设的轻载条件的方式为：
采集第一全桥变换器的内移相角β2，若β2<β2_min，则判定双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件；
或者，采集第一全桥变换器的直流侧电流i2dc，若
Figure GDA0003352524700000182
则判定双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件；
其中，β2_min为预设的内移相角最小值，在本实施例中，
Figure GDA0003352524700000183
为第一全桥变换器的额定电流，η为预设的比例系数，在本实施例中，η＝1/3；在系统满足轻载条件，将系统切换至上述谐波-基波混合功率传输方式之前，系统可以采用现有的基波功率传输方式，或其他现有的谐波功率传输方式。
以下结合实际的仿真结果，对本实施例所能取得的有益效果做进一步说明。在图1所示的主电路中，设置各元件参数如下：L1＝126.01μH，L2＝124.12μH，C1＝27.7795nF，C2＝28.1804nF，M＝35μH，副边全桥变换器的开关频率等于谐振频率，为85kHz，原边全桥变换器的开关频率等1/3倍的谐振频率，为1/3×85kHz。系统额定功率3.3kW原、副边直流侧母线电压均为278V，副边激励电压基波初相角为-90°，原边控制器的调制波的基波相移角β1为60°，副边控制器的调制波的基波相移角β2为180°，原、副边变换器的直流侧连接可消耗和发出功率的电压源。功率正向传输时，设定副边全桥变换器直流侧输出电流给定值idc_sec＝3A，PI调节器参数为KP＝1，KI＝3000；功率反向传输时，设定副边全桥变换器直流侧输出电流给定值idc_sec＝-3A，PI调节器参数为KP＝-1，KI＝-3000；
基于上述条件对系统进行仿真，经仿真得到稳态下功率正向传输的原、副边激励电压，原、副边变换器端口输入电流以及副边变换器端口直流输出电流如图6所示，稳态下功率反向传输的原、副边激励电压，原、副边变换器端口输入电流以及副边变换器端口直流输出电流如图7所示。根据图6和图7所示的仿真结果可知，本实施例在无需依赖额外的谐振网络或耦合机构的情况下，传输功率等级较高，易于实现软开关ZVS，传输效率高，亦可实现能量双向传输，功率较低时能量亦易于精准调控具有实现简单、成本低的特点。
实施例2：
一种双向无线电能传输系统的功率传输方法，本实施例与上述实施例1类似，所不同之处在于，考虑到上述实施例1中的ZVS软开关条件函数G1和效率优化函数G2的限制对于系统的控制比较复杂，本实施例在实施例1的基础上，对ZVS软开关条件函数G1和效率优化函数G2的限制对于系统的控制比较复杂进行了简化。
如对于效率优化函数G2，当Kβ最优值Kβ_opt大于1时，此时满足3/2β1>.1/2β2，
对ZVS软开关条件函数G1和效率优化函数G2可以简化为：
G1:
Figure GDA0003352524700000201
G2:β1＝2/3sin-1(Kβ_opt·sin(β2/2))；
其中对Kβ_opt·sin(β2/2)进行限幅，幅值区间为0～1。
对于Kβ的优化需要根据实际应用场合分析，本实例中实际考虑实际情况，
Figure GDA0003352524700000202
大于1(Kβ_opt≈2)，因此在谐波功率传输时，在优化Kβ_opt时需要兼顾δ的大小，本实例中效率优化函数采用如下关系：
Figure GDA0003352524700000203
其中β1限幅在0～60°，例如在控制过程中，β2是主控制，当β2＝150°，由于限幅条件使得β1＝60°。因此通过上述分析和优化以后可得函数G1和G2如下，
Figure GDA0003352524700000204
通过分析可以得知优化后的条件函数使得δ和β1的求值简单快速，避免了常规的非线性求解的复杂过程和扰动观察法的精确性问题。
应当说明的是，在双向无线电能传输系统中，原边变换器与副边变换器是相对的概念，将原副边变换器的作用互换，则上述实施例所提供的方法也能够达到保持原边全桥变换器开关频率，改变副边全桥变换器的开关频率实现基波-谐波混合功率传输的目的。
实施例3：
一种双向无线电能传输系统的功率传输装置，双向无线电能传输系统包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路；本实施提供的功率传输装置包括：
频率控制模块，用于在双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件时，维持第一全桥变换器的开关频率不变，并降低第二全桥变换器的开关频率；第一全桥变换器为原边全桥变换器，第二全桥变换器为副边全桥变换器，或者，第一全桥变换器为副边全桥变换器，第二全桥变换器为原边全桥变换器；
观测控制模块，用于采集第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，与相应的设定值作差后，对所得差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，得到第一全桥变换器的内移相角β2；
优化计算模块，用于基于内移相角β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算第一全桥变换器的基波相位移相角δ和第二全桥变换器的内移相角β1；ZVS软开关条件函数用于限定系统实现ZVS软开关时，内移相角β2、基波相位移相角δ以及第二全桥变换器的内移相角之间应满足的关系；效率优化函数用于限定系统中的谐振补偿网络满足负载匹配条件和预设的功率因数；
调制控制模块，用于根据内移相角β2和基波相位移相角δ，更新第一全桥变换器的数字处理器中的参数，并根据内移相角β1更新第二全桥变换器的数字处理器中的参数，使第一全桥变换器和第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量的相位差为δ，从而实现谐波-基波混合功率传输；
本实施例中，各模块的具体实施方式可参考上述方法实施例中的描述，在此将不作复述。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双向无线电能传输系统的功率传输方法，所述双向无线电能传输系统包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路，其特征在于，所述功率传输方法包括：
在所述双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件时，维持第一全桥变换器的开关频率不变，并降低第二全桥变换器的开关频率；所述第一全桥变换器为所述原边全桥变换电路 ，所述第二全桥变换器为所述副边全桥变换电路 ，或者，所述第一全桥变换器为所述副边全桥变换电路 ，所述第二全桥变换器为所述原边全桥变换电路 ；
采集所述第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，与相应的设定值作差后，对所得差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，得到所述第一全桥变换器的内移相角β2；
基于所述内移相角β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算所述第一全桥变换器的基波相位移相角δ和所述第二全桥变换器的内移相角β1；所述ZVS软开关条件函数用于限定所述系统实现ZVS软开关时，所述内移相角β2、所述基波相位移相角δ以及所述内移相角β1之间应满足的关系；所述效率优化函数用于限定所述双向无线电能传输系统中的谐振补偿网络满足负载匹配条件和预设的功率因数；
根据所述内移相角β2和所述基波相位移相角δ，更新所述第一全桥变换器的数字处理器中的参数，并根据所述内移相角β1更新所述第二全桥变换器的数字处理器中的参数，使所述第一全桥变换器和所述第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量的相位差为δ，从而实现谐波-基波混合功率传输。
2.如权利要求1所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，所述降低第二全桥变换器的开关频率，包括：
按照CTRMAX'＝N*CTRMAX更新所述第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值；
其中，N为大于1的奇数，CTRMAX和CTRMAX'分别表示更新前、后所述第二全桥变换器的数字处理器中载波计数器的最大值。
3.如权利要求2所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，N＝3。
4.如权利要求2所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，所述ZVS软开关条件函数和所述效率优化函数分别为：
G1:
Figure FDA0003352524690000021
G2:
Figure FDA0003352524690000022
其中，G1和G2分别表示所述ZVS软开关条件函数和所述效率优化函数，U2dc和U1dc分别表示所述第一全桥变换器和所述第二全桥变换器的直流侧电压，θ为预设的相位裕量值，5°≤θ≤10°。
5.如权利要求2所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，所述ZVS软开关条件函数和所述效率优化函数分别为：
G1:
Figure FDA0003352524690000023
G2:β1＝23sin-1(Kβ_opt·sin(β22))；
其中，G1和G2分别表示所述ZVS软开关条件函数和所述效率优化函数，θ为预设的相位裕量值，5°≤θ≤10°；Kβ_opt表示Kβ的最优值，
Figure FDA0003352524690000024
Kβ_opt＞1，且Kβ_opt·sin(β22)的幅值区间为0～1。
6.如权利要求1-5任一项所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，所述根据所述内移相角β2和所述基波相位移相角δ，更新所述第一全桥变换器的数字处理器中的参数，包括：
根据如下计算式更新第一数字处理器中各比较器寄存器中的数值A11、B12、A12和B12：
Figure FDA0003352524690000031
Figure FDA0003352524690000032
Figure FDA0003352524690000033
Figure FDA0003352524690000034
其中，所述第一数字处理器为所述第一全桥变换器的数字处理器，CTRMAX1为所述第一数字处理器中载波计数器的最大值；函数V1(x)的定义为：
Figure FDA0003352524690000035
当所述第一数字处理器中载波计数器的值CTR1＝A11时，所述第一全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM11A为高电平，当CTR1＝B11时，所述第一全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM11A为低电平，当CTR1＝A12时，所述第一全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM12A为高电平，当CTR1＝B12时，所述第一全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM12A为低电平。
7.如权利要求6所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，所述根据所述内移相角β1更新所述第二全桥变换器的数字处理器中的参数，包括：
按照如下计算式更新第二数字处理器中各比较器寄存器中的数值A21、B22、A22和B22：
Figure FDA0003352524690000041
Figure FDA0003352524690000042
Figure FDA0003352524690000043
Figure FDA0003352524690000044
其中，所述第二数字处理器为所述第二全桥变换器的数字处理器，CTRMAX2为所述第二数字处理器中载波计数器的最大值；函数W1(x)的定义为：
Figure FDA0003352524690000045
当所述第一数字处理器中载波计数器的值CTR2＝A21时，所述第二全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM21A为高电平；当CTR2＝B21时，所述第二全桥变换器的第一桥臂的上开关管的驱动信号PWM21A为低电平；当CTR2＝A22时，所述第二全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM22A为高电平，当CTR2＝B22时，所述第二全桥变换器的第二桥臂的上开关管的驱动信号PWM22A为低电平。
8.如权利要求1-5任一项所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，在降低所述第二全桥变换器的开关频率之后，采集所述第一全桥变换器直流侧的直流输出信号之前，还包括：设定β2＝180°、δ＝-90°和β1＝60°，并将设定值对应输入所述第一全桥变换器和所述第二全桥变换器的数字处理器中。
9.如权利要求1-5任一项所述的双向无线电能传输系统的功率传输方法，其特征在于，判断所述双向无线电能传输系统是否满足预设的轻载条件的方式为：
采集所述第一全桥变换器的内移相角β2，若β2<β2_min，则判定所述双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件；
或者，采集所述第一全桥变换器的直流侧电流i2dc，若
Figure FDA0003352524690000051
则判定所述双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件；
其中，β2_min为预设的内移相角最小值；
Figure FDA0003352524690000052
为所述第一全桥变换器的额定电流，η为预设的比例系数。
10.一种双向无线电能传输系统的功率传输装置，所述双向无线电能传输系统包括依次级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路，其特征在于，所述功率传输装置包括：
频率控制模块，用于在所述双向无线电能传输系统满足预设的轻载条件时，维持第一全桥变换器的开关频率不变，并降低第二全桥变换器的开关频率；所述第一全桥变换器为所述原边全桥变换电路 ，所述第二全桥变换器为所述副边全桥变换电路 ，或者，所述第一全桥变换器为所述副边全桥变换电路 ，所述第二全桥变换器为所述原边全桥变换电路 ；
观测控制模块，用于采集所述第一全桥变换器直流侧的直流输出信号，与相应的设定值作差后，对所得差值进行PI控制并将控制结果归一化到[-180°,+180°]，得到所述第一全桥变换器的内移相角β2；
优化计算模块，用于基于所述内移相角β2，由ZVS软开关条件函数和效率优化函数计算所述第一全桥变换器的基波相位移相角δ和所述第二全桥变换器的内移相角β1；所述ZVS软开关条件函数用于限定所述系统实现ZVS软开关时，所述内移相角β2、所述基波相位移相角δ以及所述第二全桥变换器的内移相角之间应满足的关系；所述效率优化函数用于限定所述系统中的谐振补偿网络满足负载匹配条件和预设的功率因数；
调制控制模块，用于根据所述内移相角β2和所述基波相位移相角δ，更新所述第一全桥变换器的数字处理器中的参数，并根据所述内移相角β1更新所述第二全桥变换器的数字处理器中的参数，使所述第一全桥变换器和所述第二全桥变换器分别输出脉冲宽度为β2和β1的对称方波，且两个对称方波相应频次的分量的相位差为δ，从而实现谐波-基波混合功率传输。
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