CN111313708B - 一种全桥dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开的一种全桥DC‑DC变换器，属于电力电子领域。本发明包括一次侧和二次侧，一次侧包括四只开关管和两个变压器，二次侧为由变压器副边绕组和二极管组成的整流电路。本发明在一次侧增加两个分裂电容串联连接到高压直流的输入端，两个分裂电容的电压不相同，所述两个分裂电容的不同电压由开关管的占空比确定；一次侧含有两个变压器，两个变压器原边绕组的两端分别接到开关管桥臂中点与串联电容桥臂中点；二次侧为变压器副边绕组和二极管组成的整流桥；所有二极管的输出共用一个滤波电感和一个输出滤波电容。本发明能够实现所有开关管的零电压软开关，同时有效地减小环流，减小开关损耗和导通损耗，提高全桥DC‑DC变换器的变换效率。

Description

一种全桥DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及一种全桥DC-DC变换器，属于电力电子领域的储能用的DC-DC电力变换领域。
背景技术
传统的全桥DC-DC变换器大多数采用移相控制方式，称为移相全桥(PFSB)DC-DC变换器。移相全桥DC-DC变换器具有零电压开关实现和宽变换比的优点，在电池充电器、工业电源等领域具有广泛的应用。传统的移相全桥DC-DC变换器在一次侧回路中具有较大的环流，从而导致更多的环流损耗，降低变换器效率。并且，在轻载条件下，滞后桥臂难以实现零电压软开关。2017年在IEEE Transaction Power Electronics【电力电子期刊】发表了“Analysis,Design,and Implementation of an APWM ZVZCS Full-Bridge DC–DCConverter for Battery Charging in Electric Vehicles”一文，文中提出了通过集成辅助电路的零电压零电流软开关(ZVZCS)全桥变换器降低环流。在ZVZCS全桥变换器中，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)作为超前桥臂的开关管能够实现零电压开关，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为滞后桥臂的开关管能够实现零电流开关。零电压零电流软开关的实现，使得变换器在减小环流的同时降低传导损耗。但是，使用IGBT开关管限制了变换器的开关管频率，导致变换器无法工作在高频场合，磁性元件也无法满足尺寸小、重量轻的要求。
2013年在IEEE Transaction Power Electronics【电力电子期刊】发表了“DualHalf-Bridge DC–DC Converter With Wide-Range ZVS and Zero Circulating Current”一文，文中提出了一种双变压器移相全桥变换器。该拓扑能够降低变换器一次侧的环流和滤波电感体积，但是存在两台变压器负载功率分配不均的问题。在宽输入或者宽输出电压范围下，其中的一台变压器就能够处理整个输出功率，使得变压器体积难以优化；当有效占空比减小至零时，其中的一台变压器仍为负载供电，导致电路无法满足输出短路和软起动的情况。
发明内容
为了实现全桥DC-DC变换器所有开关管的零电压软开关，并减小全桥DC-DC变换器一次侧的环流，本发明公开的一种全桥DC-DC变换器要解决的技术问题是：变换器拓扑采用双分裂电容、双变压器和二极管整流桥，采用不对称脉宽调制控制方法，能够实现所有开关管的零电压软开关，同时有效地减小环流，减小开关损耗和导通损耗，提高全桥DC-DC变换器的变换效率。
本发明目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种全桥DC-DC变换器，在传统全桥DC-DC变换器拓扑的基础上进行改进，所述传统全桥DC-DC变换器包括一次侧和二次侧，一次侧包括四只开关管和一个变压器，二次侧为由变压器副边绕组和两个二极管组成的整流电路。在传统全桥DC-DC变换器拓扑的基础上，本发明公开的一种全桥DC-DC变换器在一次侧增加两个分裂电容串联连接到高压直流的输入端，两个分裂电容的电压不相同，所述两个分裂电容的不同电压由开关管的占空比确定；一次侧含有两个变压器，两个变压器原边绕组的两端分别接到开关管桥臂中点与串联电容桥臂中点；二次侧为变压器副边绕组和二极管组成的整流桥；所有二极管的输出共用一个滤波电感和一个输出滤波电容。
作为优选，二次侧为变压器副边绕组和二极管组成的整流桥，二次侧整流桥实现方式包括两种方式：方式一为二次侧整流桥主要由变压器副边绕组和四个二极管组成，方式二为二次侧整流桥主要由变压器副边绕组和六个二极管组成。
本发明公开的一种全桥DC-DC变换器对应方式一的实现拓扑为：一次侧包括四只开关管，即四只开关管Q1、Q2、Q3和Q4分别表示第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；Cin表示输入滤波电容；Cd1和Cd2分别表示第一分裂电容和第二分裂电容；Tr1和Tr2分别表示第一变压器和第二变压器；Lk1表示第一变压器的漏感，Lk2表示第二变压器的漏感；Dr1、Dr2、Dr3和Dr4分别表示第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管；Lf表示滤波电感，Co表示输出滤波电容，Ro表示负载。
输入滤波电容Cin一端与输入电压正极Vin相连，另一端与输入电压Vin负极相连。
第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个桥臂，第一开关管Q1的源极连接第二开关管Q2的漏极；第三开关管Q3和第四开关管Q4组成一个桥臂，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极。第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极连接在一起与输入电压Vin正极相连；第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极连接在一起与输入电压Vin负极相连。
第一分裂电容Cd1的一端连接输入电压Vin正极，另一端连接第二分裂电容Cd2，第二分裂电容Cd2的另一端连接输入电压Vin负极。
第一变压器Tr1的漏感Lk1一端连接第一开关管Q1和第二开关管Q2相连接的端点A，另一端连接第一变压器Tr1原边绕组的同名端，第一变压器Tr1原边绕组的异名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。第二变压器Tr2的漏感Lk2一端连接第三开关管Q3和第四开关管Q4相连接的端点B，另一端连接第二变压器Tr2原边绕组的异名端，第二变压器Tr2原边绕组的同名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。
第一变压器Tr1副边第一绕组的同名端与第一二极管Dr1阳极相连；第二变压器Tr2副边第一绕组的同名端同时与第一变压器Tr1副边第一绕组的异名端、第二二极管Dr2阳极相连；第一变压器Tr1副边第二绕组的同名端同时与第二变压器Tr2副边第一绕组的异名端、输出电压Vo的负极相连；第二变压器Tr2副边第二绕组的同名端与第一变压器Tr1副边第二绕组的异名端、第三二极管Dr3的阳极相连；第二变压器Tr2副边第二绕组的异名端与第四二极管Dr4的阳极相连。
第一二极管Dr1、第二二极管Dr2、第三二极管Dr3、第四二极管Dr4的阴极连接在一起，与滤波电感Lf一端相连；滤波电感Lf另一端、输出滤波电容Co一端和负载Ro一端连接输出电压Vo正极；输出滤波电容Co和负载Ro的另一端连接输出电压Vo负极。
本发明公开的一种全桥DC-DC变换器对应方式二的实现拓扑为：一次侧包括四只开关管，即四只开关管Q1、Q2、Q3和Q4分别表示第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；Cin表示输入滤波电容；Cd1和Cd2分别表示第一分裂电容和第二分裂电容；Tr1和Tr2分别表示第一变压器和第二变压器；Lk1表示第一变压器的漏感，Lk2表示第二变压器的漏感；Dr1、Dr2、Dr3、Dr4、Dr5、Dr6分别表示第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；Lf表示滤波电感，Co表示输出滤波电容，Ro表示负载。
第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个桥臂，第一开关管Q1的源极连接第二开关管Q2的漏极；第三开关管Q3和第四开关管Q4组成一个桥臂，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极。第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极连接在一起与输入电压Vin正极相连；第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极连接在一起与输入电压Vin负极相连。
第一分裂电容Cd1的一端连接输入电压Vin正极，另一端连接第二分裂电容Cd2，第二分裂电容Cd2的另一端连接输入电压Vin负极。
第一变压器Tr1的漏感Lk1一端连接第一开关管Q1和第二开关管Q2相连接的端点A，另一端连接第一变压器Tr1原边绕组的同名端，第一变压器Tr1原边绕组的异名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。第二变压器Tr2的漏感Lk2一端连接第三开关管Q3和第四开关管Q4相连接的端点B，另一端连接第二变压器Tr2原边绕组的异名端，第二变压器Tr2原边绕组的同名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。
第一二极管Dr1和第二二极管Dr2组成一个桥臂，第一二极管Dr1的阳极连接第二二极管Dr2的阴极；第三二极管Dr3和第四二极管Dr4组成一个桥臂，第三二极管Dr3的阳极连接第四二极管Dr4的阴极；第五二极管Dr5和第六二极管Dr6组成一个桥臂，第五二极管Dr5的正极连接第六二极管Dr6的阴极。第一二极管Dr1、第三二极管Dr3、第五二极管Dr5的阴极连接滤波电容Lf的一端；滤波电感Lf的另一端、输出滤波电容Co一端和负载Ro一端连接输出电压Vo正极；输出滤波电容Co和负载Ro的另一端连接输出电压Vo负极。第二二极管Dr2、第四二极管Dr4、第六二极管Dr6的阳极连接输出电压Vo负极。
第一变压器Tr1副边绕组的同名端连接第一二极管Dr1和第二二极管Dr2的连接端点，第一变压器Tr1副边绕组的异名端连接第三二极管Dr3和第四二极管Dr4的连接端点；第二变压器Tr2副边绕组的同名端连接第三二极管Dr3和第四二极管Dr4的连接端点，第二变压器Tr2副边绕组的异名端连接第五二极管Dr5和第六二极管Dr6的连接端点。
本发明公开的一种全桥DC-DC变换器在一次侧增加两个分裂电容串联连接到高压直流的输入端，两个分裂电容的电压不相同，所述两个分裂电容的不同电压由开关管的占空比确定，确定方法如下：
Figure BDA0002423041670000041
其中，VCd1和VCd2分别表示第一分裂电容第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2上的电压；Vin表示高压直流输入电压；D表示所述全桥DC-DC变换器的占空比，0≤D＜0.5。
作为优选，采用不对称脉宽调制控制方法对所述全桥DC-DC变换器进行控制，实现所有开关管的零电压软开关，同时有效地减小环流，减小开关损耗和导通损耗，提高所述全桥DC-DC变换器的变换效率。所述不对称脉宽调制控制方法具体控制过程如下：
步骤一：采集所述全桥DC-DC变换器的输出电压Vo；
步骤二：用给定输出参考电压Vref与所述全桥DC-DC变换器的输出电压Vo相减得到电压误差，经过电压调节运算器得到满足系统要求的占空比D。占空比D动态调节表达式如下所示：
D＝KP(Vref-Vo)+KI∫(Vref-Vo)dt
其中KP表示比例系数，KI表示积分系数，t表示调节时间。KP、KI系数由满足所述全桥DC-DC变换器系统指标要求预先设定，系统指标包括快速性、稳定性、稳态误差等。
步骤三：根据步骤二得到的占空比D，产生所述全桥DC-DC变换器开关管对应的脉宽调制信号，驱动信号用于驱动四只开关管Q1-Q4工作。开关管Q1-Q4所对应的脉宽调制信号为不对称脉宽调制信号，即占空比D不是固定为0.5的，占空比D会随着闭环调节进行变化。
本发明公开的一种全桥DC-DC变换器能够实现所有开关管的软开关，所有开关管的软开关通过下述方法实现：
第一开关管Q1和第三开关管Q3的软开关实现通过第一变压器的漏感Lk1和第二变压器的漏感Lk2中存储的能量对第一开关管Q1和第三开关管Q3的结电容进行充放电实现。实现所述全桥DC-DC变换器第一开关管Q1和第三开关管Q3的软开关，第一变压器的漏感Lk1和第二变压器的漏感Lk2在设计上需要满足以下条件：
Figure BDA0002423041670000042
其中Lk为变压器的漏感，Lk1＝Lk2＝Lk，ILf为滤波电感Lf的平均输出电流；n为变压器变比，n1＝n2＝n，其中n1为第一变压器变比，n2为第二变压器变比；C为开关管的结电容，C1＝C2＝C3＝C4，其中C1为第一开关管Q1的结电容，C2为第二开关管Q2的结电容，C3为第三开关管Q3的结电容，C4为第四开关管Q4的结电容。
第二开关管Q2和第四开关管Q4的软开关实现通过滤波电感Lf中存储的能量对第二开关管Q2和第四开关管Q4的结电容C2和C4进行充放电实现。由于滤波电感Lf较大，与开关管的结电容中存储的能量相比，滤波电感Lf中存储的能量非常大，因此即使在轻载条件下，也很容易实现对第二开关管Q2和第四开关管Q4的结电容C2和C4的充放电。因此，所述全桥DC-DC变换器能够保证第二开关管Q2和第四开关管Q4的软开关实现。
本发明公开的一种全桥DC-DC变换器能够减小变换器一次侧的环流，所述全桥变换器一次侧的环流减小通过下述方法实现：
作为优选，采用不对称脉宽调制控制方法对所述全桥DC-DC变换器进行控制。在所述不对称脉宽调制控制方法作用下，所述全桥DC-DC变换器工作的正半周期，当第一变压器原边绕组的电流正向减小到零时，第一变压器副边绕组的电流也减小至零。此时，第一变压器不能向输出传输功率，第二变压器向输出传输功率，第一变压器原边绕组的电流在该阶段保持为零，第一变压器原边绕组中的环流减小，所述全桥DC-DC变换器一次侧环流减小。
同理，所述全桥DC-DC变换器工作的负半周期，当第二变压器原边绕组的电流反向减小至零时，第二变压器副边绕组的电流也减小至零。此时，第二变压器不能向输出传输功率，第一变压器向输出传输功率，第二变压器原边绕组中的电流在该阶段保持为零，第二变压器原边绕组中的环流减小，所述全桥DC-DC变换器一次侧环流减小。
有益效果：
1、本发明公开的一种全桥DC-DC变换器，基于对传统全桥DC-DC变换器电路拓扑的改进，即变换器拓扑采用双分裂电容、双变压器和二极管整流桥，采用不对称脉宽调制控制方法，能够实现所有开关管的零电压软开关，能够实现所有开关管的零电压软开关，减小所述全桥DC-DC变换器的开关损耗。
2、本发明公开的一种全桥DC-DC变换器，采用不对称脉宽调制控制方法对所述全桥DC-DC变换器进行控制，能够有效地减小所述全桥DC-DC变换器一次侧的环流，减小所述全桥DC-DC变换器的导通损耗。
3、本发明公开的一种全桥DC-DC变换器，在实现所有开关管的零电压软开关，减小所述全桥DC-DC变换器开关损耗的有益效果1，以及实现有效地减小环流，减小所述全桥DC-DC变换器导通损耗的有益效果2的基础上，进而能够提高所述全桥DC-DC变换器的变换效率。
附图说明
图1示出本实施例第一个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路图；
图2示出本实施例第一个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路波形图；
图3示出本实施例第二个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路图；
图4示出本实施例第二个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路波形图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
图1示出本实施例第一个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路图。在图1中，Q1、Q2、Q3和Q4分别表示第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；Cin表示输入滤波电容；Cd1和Cd2分别表示第一分裂电容和第二分裂电容；Tr1和Tr2分别表示第一变压器和第二变压器；Lk1表示第一变压器的漏感，Lk2表示第二变压器的漏感；Dr1、Dr2、Dr3和Dr4分别表示第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管；Lf表示滤波电感，Co表示输出滤波电容，Ro表示负载。
如图1所示，输入滤波电容Cin一端与输入电压正极Vin相连，另一端与输入电压Vin负极相连。
第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个桥臂，第一开关管Q1的源极连接第二开关管Q2的漏极；第三开关管Q3和第四开关管Q4组成一个桥臂，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极。第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极连接在一起与输入电压Vin正极相连；第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极连接在一起与输入电压Vin负极相连。第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号互补且存在死区；第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号互补且存在死区。其中，占空比D定义为第一开关管Q1和第三开关管Q3开通时间除以开关周期的一半，0≤D＜0.5。
第一分裂电容Cd1的一端连接输入电压Vin正极，另一端连接第二分裂电容Cd2，第二分裂电容Cd2的另一端连接输入电压Vin负极。
第一变压器Tr1的漏感Lk1一端连接第一开关管Q1和第二开关管Q2相连接的端点A，另一端连接第一变压器Tr1原边绕组的同名端，第一变压器Tr1原边绕组的异名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。第二变压器Tr2的漏感Lk2一端连接第三开关管Q3和第四开关管Q4相连接的端点B，另一端连接第二变压器Tr2原边绕组的异名端，第二变压器Tr2原边绕组的同名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。
第一变压器Tr1副边第一绕组的同名端与第一二极管Dr1阳极相连；第二变压器Tr2副边第一绕组的同名端同时与第一变压器Tr1副边第一绕组的异名端、第二二极管Dr2阳极相连；第一变压器Tr1副边第二绕组的同名端同时与第二变压器Tr2副边第一绕组的异名端、输出电压Vo的负极相连；第二变压器Tr2副边第二绕组的同名端与第一变压器Tr1副边第二绕组的异名端、第三二极管Dr3的阳极相连；第二变压器Tr2副边第二绕组的异名端与第四二极管Dr4的阳极相连。
第一二极管Dr1、第二二极管Dr2、第三二极管Dr3、第四二极管Dr4的阴极连接在一起，与滤波电感Lf一端相连；滤波电感Lf另一端、输出滤波电容Co一端和负载Ro一端连接输出电压Vo正极；输出滤波电容Co和负载Ro的另一端连接输出电压Vo负极。
在所述不对称脉宽调制控制方法作用下，图2示出本实施例第一个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路波形图。开关管Q1-Q4所对应的脉宽调制信号为不对称脉宽调制信号，即占空比D不是固定为0.5的，占空比D会随着闭环调节进行变化。由于第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2上的电压不相同，且由开关管的占空比D确定，因此第一变压器原边绕组两端电压VAO和第二变压器原边绕组两端电压VOB不相同，但是两开关管桥臂中点电压VAB与传统全桥DC-DC变换器相同。
在所述不对称脉宽调制控制方法作用下，所述全桥DC-DC变换器工作的正半周期，在时刻t7，第一变压器一次侧绕组中的电流正向减小至零，第一变压器二次侧的电流也减小至零。此时，第一二极管Dr1、第三二极管Dr3、第四二极管Dr4反向偏置，第二二极管Dr2正向偏置，第二二极管Dr2输出全部滤波电感电流。第一变压器Tr1不能向输出传输功率，第二变压器Tr2向输出传输功率。在t7-t8时间段内，第一变压器一次侧绕组的电流在该阶段保持为零，第一变压器一次侧绕组中的环流减少，所述全桥DC-DC变换器一次侧的环流减小。
同理，所述全桥DC-DC变换器工作的负半周期，在时刻t15，当第二变压器一次侧绕组中的电流反向减小至零时，第二变压器二次侧的电流也减小至零。此时，第一二极管Dr1、第二二极管Dr2、第四二极管Dr4反向偏置，第三二极管Dr3正向偏置，第三二极管Dr3输出全部滤波电感电流。在t15-t16时间段内，第二变压器Tr2不能向输出传输功率，第一变压器Tr1向输出传输功率。第二变压器一次侧绕组在该阶段保持为零，第二变压器一次侧绕组中的环流减少，所述全桥DC-DC变换器一次侧的环流减小。
所述全桥DC-DC变换器，在所述不对称脉宽调制控制方法控制下，能够实现所述全桥DC-DC变换器所有开关管的软开关，有效地减小变换器一次侧的环流，减小开关损耗和导通损耗，提高所述全桥DC-DC变换器的变换效率。
图3示出本实施例第二个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路图。在图3中，Q1、Q2、Q3和Q4分别表示第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；Cin表示输入滤波电容；Cd1和Cd2分别表示第一分类电容和第二分裂电容；Tr1和Tr2分别表示第一变压器和第二变压器；Lk1表示第一变压器的漏感，Lk2表示第二变压器的漏感；Dr1、Dr2、Dr3、Dr4、Dr5、Dr6分别表示第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；Lf表示滤波电感，Co表示输出滤波电容，Ro表示负载。
第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个桥臂，第一开关管Q1的源极连接第二开关管Q2的漏极；第三开关管Q3和第四开关管Q4组成一个桥臂，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极。第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极连接在一起与输入电压Vin正极相连；第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极连接在一起与输入电压Vin负极相连。第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号互补且存在死区；第三开关管Q3和第四开关管Q4的驱动信号互补且存在死区。其中，占空比D定义为第一开关管Q1和第三开关管Q3开通时间除以开关周期的一半，0≤D＜0.5。
第一分裂电容Cd1的一端连接输入电压Vin正极，另一端连接第二分裂电容Cd2，第二分裂电容Cd2的另一端连接输入电压Vin负极。
第一变压器Tr1的漏感Lk1一端连接第一开关管Q1和第二开关管Q2相连接的端点A，另一端连接第一变压器Tr1原边绕组的同名端，第一变压器Tr1原边绕组的异名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。第二变压器Tr2的漏感Lk2一端连接第三开关管Q3和第四开关管Q4相连接的端点B，另一端连接第二变压器Tr2原边绕组的异名端，第二变压器Tr2原边绕组的同名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O。
第一二极管Dr1和第二二极管Dr2组成一个桥臂，第一二极管Dr1的阳极连接第二二极管Dr2的阴极；第三二极管Dr3和第四二极管Dr4组成一个桥臂，第三二极管Dr3的阳极连接第四二极管Dr4的阴极；第五二极管Dr5和第六二极管Dr6组成一个桥臂，第五二极管Dr5的正极连接第六二极管Dr6的阴极。第一二极管Dr1、第三二极管Dr3、第五二极管Dr5的阴极连接滤波电容Lf的一端；滤波电感Lf的另一端、输出滤波电容Co一端和负载Ro一端连接输出电压Vo正极；输出滤波电容Co和负载Ro的另一端连接输出电压Vo负极。第二二极管Dr2、第四二极管Dr4、第六二极管Dr6的阳极连接输出电压Vo负极。
第一变压器Tr1副边绕组的同名端连接第一二极管Dr1和第二二极管Dr2的连接端点，第一变压器Tr1副边绕组的异名端连接第三二极管Dr3和第四二极管Dr4的连接端点；第二变压器Tr2副边绕组的同名端连接第三二极管Dr3和第四二极管Dr4的连接端点，第二变压器Tr2副边绕组的异名端连接第五二极管Dr5和第六二极管Dr6的连接端点。
在所述不对称脉宽调制控制方法作用下，图4示出本实施例第二个示例的全桥DC-DC变换器的示意性电路波形图。开关管Q1-Q4所对应的脉宽调制信号为不对称脉宽调制信号，即占空比D不是固定为0.5的，占空比D会随着闭环调节进行变化。由于第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2上的电压不相同，且由开关管的占空比D确定，因此第一变压器原边绕组两端电压VAO和第二变压器原边绕组两端电压VOB不相同，但是两开关管桥臂中点电压VAB与传统全桥DC-DC变换器相同。
在所述不对称脉宽调制控制方法作用下，所述全桥DC-DC变换器工作的正半周期，在时刻t7，第一变压器原边绕组的电流正向减小至零，第一变压器副边绕组的电流也减小至零。在时间段t7-t8，第一变压器Tr1不能向输出传输功率，第二变压器Tr2向输出传输功率，第一变压器原边绕组的电流在该阶段保持为零，第一变压器原边绕组中的环流减小，所述全桥DC-DC变换器导通损耗减小。
同理，所述全桥DC-DC变换器工作的负半周期，在时刻t15，第二变压器原边绕组中的电流反向减小至零时，第二变压器副边绕组的电流也减小至零。在时间段t15-t16，第二变压器Tr2不能向输出传输功率，第一变压器Tr1向输出传输功率，第二变压器原边绕组的电流在该阶段保持为零，第二变压器原边绕组中的环流减小，所述全桥DC-DC变换器导通损耗减小。
所述全桥DC-DC变换器，在所述不对称脉宽调制控制方法控制下，能够实现所述全桥DC-DC变换器所有开关管的软开关，有效地减小变换器一次侧的环流，减小开关损耗和导通损耗，提高所述全桥DC-DC变换器的变换效率。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种全桥DC-DC变换器，其特征在于：在传统全桥DC-DC变换器拓扑的基础上进行改进，所述传统全桥DC-DC变换器包括一次侧和二次侧，一次侧包括四只开关管和一个变压器的原边绕组，二次侧为由变压器副边绕组和两个二极管组成的整流电路；在传统全桥DC-DC变换器拓扑的基础上，在一次侧增加两个分裂电容串联连接到高压直流的输入端，两个分裂电容的电压不相同，所述两个分裂电容的不同电压由开关管的占空比确定；所述全桥DC-DC变换器含有两个变压器，一次侧含有两个变压器原边绕组，两个变压器原边绕组的两端分别接到开关管桥臂中点与串联电容桥臂中点；二次侧为变压器副边绕组和二极管组成的整流桥；所有二极管的输出共用一个滤波电感和一个输出滤波电容；
二次侧为变压器副边绕组和二极管组成的整流桥，二次侧整流桥实现方式包括两种方式：方式一为二次侧整流桥由变压器副边绕组和四个二极管组成，方式二为二次侧整流桥由变压器副边绕组和六个二极管组成；
对应方式一的实现拓扑为，一次侧包括四只开关管，即四只开关管Q1、Q2、Q3和Q4分别表示第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；Cin表示输入滤波电容；Cd1和Cd2分别表示第一分裂电容和第二分裂电容；Tr1和Tr2分别表示第一变压器和第二变压器；Lk1表示第一变压器的漏感，Lk2表示第二变压器的漏感；Dr1、Dr2、Dr3和Dr4分别表示第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管；Lf表示滤波电感，Co表示输出滤波电容，Ro表示负载；
输入滤波电容Cin一端与输入电压正极Vin相连，另一端与输入电压Vin负极相连；
第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个桥臂，第一开关管Q1的源极连接第二开关管Q2的漏极；第三开关管Q3和第四开关管Q4组成一个桥臂，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极；第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极连接在一起与输入电压Vin正极相连；第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极连接在一起与输入电压Vin负极相连；
第一分裂电容Cd1的一端连接输入电压Vin正极，另一端连接第二分裂电容Cd2的一端，第二分裂电容Cd2的另一端连接输入电压Vin负极；
第一变压器Tr1的漏感Lk1一端连接第一开关管Q1和第二开关管Q2相连接的端点A，另一端连接第一变压器Tr1原边绕组的同名端，第一变压器Tr1原边绕组的异名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O；第二变压器Tr2的漏感Lk2一端连接第三开关管Q3和第四开关管Q4相连接的端点B，另一端连接第二变压器Tr2原边绕组的异名端，第二变压器Tr2原边绕组的同名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O；
第一变压器Tr1副边第一绕组的同名端与第一二极管Dr1阳极相连；第二变压器Tr2副边第一绕组的同名端同时与第一变压器Tr1副边第一绕组的异名端、第二二极管Dr2阳极相连；第一变压器Tr1副边第二绕组的同名端同时与第二变压器Tr2副边第一绕组的异名端、输出电压Vo的负极相连；第二变压器Tr2副边第二绕组的同名端与第一变压器Tr1副边第二绕组的异名端、第三二极管Dr3的阳极相连；第二变压器Tr2副边第二绕组的异名端与第四二极管Dr4的阳极相连；
第一二极管Dr1、第二二极管Dr2、第三二极管Dr3、第四二极管Dr4的阴极连接在一起，与滤波电感Lf一端相连；滤波电感Lf另一端、输出滤波电容Co一端和负载Ro一端连接输出电压Vo正极；输出滤波电容Co和负载Ro的另一端连接输出电压Vo负极；
对应方式二的实现拓扑为，一次侧包括四只开关管，即四只开关管Q1、Q2、Q3和Q4分别表示第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；Cin表示输入滤波电容；Cd1和Cd2分别表示第一分裂电容和第二分裂电容；Tr1和Tr2分别表示第一变压器和第二变压器；Lk1表示第一变压器的漏感，Lk2表示第二变压器的漏感；Dr1、Dr2、Dr3、Dr4、Dr5、Dr6分别表示第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；Lf表示滤波电感，Co表示输出滤波电容，Ro表示负载；
第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个桥臂，第一开关管Q1的源极连接第二开关管Q2的漏极；第三开关管Q3和第四开关管Q4组成一个桥臂，第三开关管Q3的源极连接第四开关管Q4的漏极；第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极连接在一起与输入电压Vin正极相连；第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极连接在一起与输入电压Vin负极相连；
第一分裂电容Cd1的一端连接输入电压Vin正极，另一端连接第二分裂电容Cd2的一端，第二分裂电容Cd2的另一端连接输入电压Vin负极；
第一变压器Tr1的漏感Lk1一端连接第一开关管Q1和第二开关管Q2相连接的端点A，另一端连接第一变压器Tr1原边绕组的同名端，第一变压器Tr1原边绕组的异名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O；第二变压器Tr2的漏感Lk2一端连接第三开关管Q3和第四开关管Q4相连接的端点B，另一端连接第二变压器Tr2原边绕组的异名端，第二变压器Tr2原边绕组的同名端连接第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2相连接的端点O；
第一二极管Dr1和第二二极管Dr2组成一个桥臂，第一二极管Dr1的阳极连接第二二极管Dr2的阴极；第三二极管Dr3和第四二极管Dr4组成一个桥臂，第三二极管Dr3的阳极连接第四二极管Dr4的阴极；第五二极管Dr5和第六二极管Dr6组成一个桥臂，第五二极管Dr5的正极连接第六二极管Dr6的阴极；第一二极管Dr1、第三二极管Dr3、第五二极管Dr5的阴极连接滤波电感Lf的一端；滤波电感Lf的另一端、输出滤波电容Co一端和负载Ro一端连接输出电压Vo正极；输出滤波电容Co和负载Ro的另一端连接输出电压Vo负极；第二二极管Dr2、第四二极管Dr4、第六二极管Dr6的阳极连接输出电压Vo负极；
第一变压器Tr1副边绕组的同名端连接第一二极管Dr1和第二二极管Dr2的连接端点，第一变压器Tr1副边绕组的异名端连接第三二极管Dr3和第四二极管Dr4的连接端点；第二变压器Tr2副边绕组的同名端连接第三二极管Dr3和第四二极管Dr4的连接端点，第二变压器Tr2副边绕组的异名端连接第五二极管Dr5和第六二极管Dr6的连接端点；
在一次侧增加两个分裂电容串联连接到高压直流的输入端，两个分裂电容的电压不相同，所述两个分裂电容的不同电压由开关管的占空比确定，确定方法如下：
Figure FDA0003111486410000031
其中，VCd1和VCd2分别表示第一分裂电容第一分裂电容Cd1和第二分裂电容Cd2上的电压；Vin表示高压直流输入电压；D表示所述全桥DC-DC变换器的占空比，0≤D＜0.5；
采用不对称脉宽调制控制方法对所述全桥DC-DC变换器进行控制，实现所有开关管的零电压软开关，同时有效地减小环流，减小开关损耗和导通损耗，提高所述全桥DC-DC变换器的变换效率；所述不对称脉宽调制控制方法具体控制过程如下，
步骤一：采集所述全桥DC-DC变换器的输出电压Vo；
步骤二：用给定输出参考电压Vref与所述全桥DC-DC变换器的输出电压Vo相减得到电压误差，经过电压调节运算器得到满足系统要求的占空比D；占空比D动态调节表达式如下所示：
D＝KP(Vref-Vo)+KI∫(Vref-Vo)dt
其中KP表示比例系数，KI表示积分系数，t表示调节时间；KP、KI系数由满足所述全桥DC-DC变换器系统指标要求预先设定，系统指标包括快速性、稳定性、稳态误差；
步骤三：根据步骤二得到的占空比D，产生所述全桥DC-DC变换器开关管对应的脉宽调制信号，驱动信号用于驱动四只开关管Q1-Q4工作；开关管Q1-Q4所对应的脉宽调制信号为不对称脉宽调制信号，即占空比D不是固定为0.5的，占空比D会随着闭环调节进行变化；
所有开关管的软开关通过下述方法实现，
第一开关管Q1和第三开关管Q3的软开关实现通过第一变压器的漏感Lk1和第二变压器的漏感Lk2中存储的能量对第一开关管Q1和第三开关管Q3的结电容进行充放电实现；实现所述全桥DC-DC变换器第一开关管Q1和第三开关管Q3的软开关，第一变压器的漏感Lk1和第二变压器的漏感Lk2在设计上需要满足以下条件：
Figure FDA0003111486410000032
其中Lk为变压器的漏感，Lk1＝Lk2＝Lk，ILf为滤波电感Lf的平均输出电流；n为变压器变比，n1＝n2＝n，其中n1为第一变压器变比，n2为第二变压器变比；C为开关管的结电容，C1＝C2＝C3＝C4，其中C1为第一开关管Q1的结电容，C2为第二开关管Q2的结电容，C3为第三开关管Q3的结电容，C4为第四开关管Q4的结电容；
第二开关管Q2和第四开关管Q4的软开关实现通过滤波电感Lf中存储的能量对第二开关管Q2和第四开关管Q4的结电容C2和C4进行充放电实现；由于滤波电感Lf较大，与开关管的结电容中存储的能量相比，滤波电感Lf中存储的能量非常大，因此即使在轻载条件下，也很容易实现对第二开关管Q2和第四开关管Q4的结电容C2和C4的充放电；因此，所述全桥DC-DC变换器能够保证第二开关管Q2和第四开关管Q4的软开关实现；
所述全桥DC-DC变换器一次侧的环流减小通过下述方法实现，
采用不对称脉宽调制控制方法对所述全桥DC-DC变换器进行控制；在所述不对称脉宽调制控制方法作用下，所述全桥DC-DC变换器工作的正半周期，当第一变压器原边绕组的电流正向减小到零时，第一变压器副边绕组的电流也减小至零；此时，第一变压器不能向输出传输功率，第二变压器向输出传输功率，第一变压器原边绕组的电流在该阶段保持为零，第一变压器原边绕组中的环流减小，所述全桥DC-DC变换器一次侧环流减小；
同理，所述全桥DC-DC变换器工作的负半周期，当第二变压器原边绕组的电流反向减小至零时，第二变压器副边绕组的电流也减小至零；此时，第二变压器不能向输出传输功率，第一变压器向输出传输功率，第二变压器原边绕组中的电流在该阶段保持为零，第二变压器原边绕组中的环流减小，所述全桥DC-DC变换器一次侧环流减小。
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