CN117294149B - 改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统，包括：改进型的单向直流串联谐振变换器输入端是恒压源，输入电压经过逆变电路后再经过串联谐振电路到高频隔离变压器T的原边。由于双向串联谐振变换器的对称性，所以变压器T的副边的电压经过全桥整流电路得到稳定的输出电压。改进型脉冲密度调制方法特点是：在连续的定周期定占空比之后，跟上了一个周期可变，占空比可变，以及方波起始时刻与半周期点时间差亦可变的方波。双向直流串联谐振转换器BSRC作为一个电压源工作，在仅改变输出端方波占空比的情况下，让谐振电流与谐振电压产生相位差，从而让ZCS失效。

Description

改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统
技术领域
本申请涉及电力电子和电力自动化设备技术领域，尤其涉及一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统。
背景技术
传统的供电和用电方式因为储能系统的应用而改变，其在大型集中式风电场或光伏电站、输电侧、配电侧以及用户侧的应用可以有效平抑可再生能源的出力波动，促进新能源消纳，提高电网的调节能力和利用效率，并减少二氧化碳排放。而高效功率转换器是储能装置充放电过程中必不可少的一部分。电池存储系统中双向串联谐振转换器（BSRC）被广泛应用于锂离子电池和高压直流总线的互连，而在直流电网中为了实现微电网中发电系统和存储系统之间的电力分配，各种双向DC-DC转换器也被提出作为永久的关键组件，连接高压总线，最后，在电动汽车领域，汽车行业最近朝着电动汽车、混合动力电动汽车和燃料电池驱动汽车的方向发展，这就需要高度紧凑、轻便和高效的功率转换器。总的来说，随着可再生能源，直流电网，电池存储系统，电动汽车（EV）等领域的快速发展，对于高效功率转换器的研究越来越多。
对于双向直流变换器，广泛的操作范围以及高效率一般是必须的，但是同时实现它们并不是一件简单的事。有很多调制方法应用于BSRC。其中VFM被广泛应用于功率调节，但是因为它的输出增益与频率的关系有限，所以其操作范围有限。另有相移调制（PSM），它能克服电压增益范围小的问题，但是因为相移角的原因，会在回路中引入比较大的循环电流以及回流功率，从而增加了电路的损耗。进一步的有脉冲宽度调制（PWM），改变脉冲的脉宽来调节输出，以及输出功率，但是这种调制方式会让输出电流与输出电压不同相，即让开关存在硬开关的问题。后续的研究还有把它们组合起来的调制方式，比如FDM，但是该调制方式，实现起来比较复杂。上述的BSRC的调制方法都不能比较好的满足现在对于双向直流变换器的要求，即同时兼顾宽输出电压、高效率以及调制简单的有点。
如果令f_s=f_r，即开关的频率不变且等于谐振频率，这样的调制叫正弦调制，但是正弦调制无法控制输出以及输出功率，继续改进调制策略，就有这样的思想：通过修改功率传输间隔与非功率传输间隔的比率，以调节平均传递功率。依托这样的思想有很多控制方法，这样的控制方法中就有脉冲密度控制；但是，常规的脉冲密度控制，非功率传输间隔相对于谐振周期的比值通常是一个标量整数，这降低了工作范围和调节分辨率。
发明内容
本申请的目的在于解决常规的脉冲密度控制，非功率传输间隔相对于谐振周期的比值通常是一个标量整数，这降低了工作范围和调节分辨率的技术问题，提供一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统。
本申请的上述目的是通过以下技术方案得以实现的：
一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统，包括：控制器以及单向直流串联谐振变换器；所述单向直流串联谐振变换器包括：逆变电路、串联谐振电路、高频隔离变压器T以及整流电路；
所述逆变电路连接所述串联谐振电路；所述串联谐振电路连接所述高频隔离变压器T的原边；所述高频隔离变压器T的副边连接整流电路；
所述控制器电连接所述单向直流串联谐振变换器中的逆变电路和整流电路的所有开关管；
所述控制器用于在连续定周期定占空比的驱动波形之后，给所有开关管的栅极添加一个周期可变、占空比可变、方波起始时刻可变以及半周期点时间可变的方波，以使所述单向直流串联谐振变换器中的串联谐振电路的谐振电流与谐振电压产生相位差，从而让零电流开关ZCS失效。
可选的，当所述逆变电路采用全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括：开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、输入电压源V1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电容C1、电容C2、电容C3和电容C4；
开关管S1的漏极与开关管S3的漏极均连接输入电压源V1的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S2的源极与开关管S4的源极均连接输入电压源V1的负极；
所述二极管D1的负极连接所述开关管S1的漏极，二极管D1的正极连接所述开关管S1的源极；所述二极管D2的负极连接所述开关管S2的漏极，二极管D2的正极连接所述开关管S2的源极；所述二极管D3的负极连接所述开关管S3的漏极，二极管D3的正极连接所述开关管S3的源极；所述二极管D4的负极连接所述开关管S4的漏极，二极管D4的正极连接所述开关管S4的源极；
所述电容C1的一端连接所述开关管S1的漏极，另一端连接所述开关管S1的源极；所述电容C2的一端连接所述开关管S2的漏极，另一端连接所述开关管S2的源极；所述电容C3的一端连接所述开关管S3的漏极，另一端连接所述开关管S3的源极；所述电容C4的一端连接所述开关管S4的漏极，另一端连接所述开关管S4的源极。
可选的，所述串联谐振电路包括：谐振电感、谐振电容/>；
其中，为开关频率，即串联谐振电路的谐振频率；
所述谐振电感的一端连接所述高频隔离变压器T的1号端口，另一端连接所述谐振电容/>的一端，所述谐振电容/>的另一端连接所述开关管S1的源极；所述高频隔离变压器T的原边与副边的匝数比为N=1。
可选的，所述整流电路采用全桥整流电路，包括：开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8、输入电压源V2、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8、电容C5、电容C6、电容C7以及电容C8；
开关管S5的漏极与开关管S7的漏极均连接输出电压源V2的正极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S7的源极连接开关管S8的漏极，开关管S6的源极与开关管S8的源极均连接输入电压源V2的负极；
所述二极管D5的负极连接所述开关管S5的漏极，二极管D5的正极连接所述开关管S5的源极；所述二极管D6的负极连接所述开关管S6的漏极，二极管D6的正极连接所述开关管S6的源极；所述二极管D7的负极连接所述开关管S7的漏极，二极管D7的正极连接所述开关管S7的源极；所述二极管D8的负极连接所述开关管S8的漏极，二极管D8的正极连接所述开关管S8的源极；
所述电容C5的一端连接所述开关管S5的漏极，另一端连接所述开关管S5的源极；所述电容C6的一端连接所述开关管S6的漏极，另一端连接所述开关管S6的源极；所述电容C7的一端连接所述开关管S7的漏极，另一端连接所述开关管S7的源极；所述电容C8的一端连接所述开关管S8的漏极，另一端连接所述开关管S8的源极。
可选的，所述控制器采用独立数字芯片控制，所述独立数字芯片的型号包括：ARM、DSP以及FPGA。
可选的，所述全桥逆变电路与所述全桥整流电路所有的开关管的栅极和源极之间的驱动波形分为三个阶段，如下：
第一阶段：开关管S1、开关管S4、开关管S5与开关管S8的驱动波形相同，开关管S2、开关管S3、开关管S6与开关管S7的驱动波形相同，开关管S1与开关管S4的驱动波形和开关管S2与开关管S3的驱动波形互补且占空比均为50%；
第二阶段：开关管S1的驱动波形改变脉宽与周期，开关管S3与开关管S1的驱动波形相差半个开关周期；开关管S2与开关管S1驱动波形的周期互补；开关管S1与开关管S3驱动波形的周期互补；开关管S5、开关管S6、开关管S7与开关管S8的驱动波形的脉宽与周期保持不变；
第三阶段：开关管S1与开关管S3常闭；开关管S2与开关管S4常开；开关管S5、开关管S6、开关管S7与开关管S8的驱动波形的脉宽与周期保持不变。
本申请提供的技术方案带来的有益效果是：
ZCS表示相位差让开关管电压过零的时候，电流不过零，从而产生比较大的硬开关损耗。本申请针对现在调制方案的问题，提出了一种新型的改进型脉冲密度调制方法，应用本申请改进的改进型脉冲密度调制方法，通过控制器改变末尾脉冲的占空比，让输出连续的同时将电压和电流的相位差调整为0，保持了谐振电流与谐振电压的同相，可以实现高功率效率，同时兼具输出与负载无关的特性。在恒压转恒压的背景下，利用传统的脉冲密度调制方法简单的优势，改变单个脉冲的脉宽，让脉冲密度连续以提升其分辨率，从而让输出从不连续到连续，同时也保证了电流与输出电压的同相位，进而保证了双向直流变换器的高效率，能够让双向直流变换器的输出分辨率提升，达到连续的效果，也能保证比较宽的工作范围，同时还有高效率低损耗的优点。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本申请作进一步说明，附图中：
图1是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的第一电路原理图；
图2是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的传统脉冲密度调制波形下电压电流波形图；
图3是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的改进的连续脉冲密度调制图；
图4是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的改进的连续脉冲密度调制开关驱动波形图；
图5是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的第一阶段的具体模态变换图；
图6是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的第二阶段的具体模态变换图；
图7是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的第三阶段的具体模态变换图；
图8是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的各阶段详细变量与波形图；
图9是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的效率曲线图；
图10是本申请实施例中改进型的单向直流串联谐振变换器的第二电路原理图。
具体实施方式
为了对本申请的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本申请的具体实施方式。
本申请的实施例提供了一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统。
请参考图1，图1是本申请实施例中一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统的第一电路原理图，具体包括如下：
控制器以及单向直流串联谐振变换器；所述单向直流串联谐振变换器包括：逆变电路、串联谐振电路、高频隔离变压器T以及整流电路；
所述逆变电路连接所述串联谐振电路；所述串联谐振电路连接所述高频隔离变压器T的原边；所述高频隔离变压器T的副边连接整流电路；
所述控制器电连接所述单向直流串联谐振变换器中的逆变电路和整流电路的所有开关管；
所述控制器用于在连续定周期定占空比的驱动波形之后，给所有开关管的栅极添加一个周期可变、占空比可变、方波起始时刻可变以及半周期点时间可变的方波，以使所述单向直流串联谐振变换器中的串联谐振电路的谐振电流与谐振电压产生相位差，从而让零电流开关ZCS失效。
具体的，如图1所示，通过控制器中的独立数字芯片控制控制单向直流串联谐振变换器，逆变电路采用全桥逆变电路。全桥逆变电路选用开关管类型为MOSFET。全桥整流电路采用全桥整流电路。
当所述逆变电路采用全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括：开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、输入电压源V1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电容C1、电容C2、电容C3和电容C4；
开关管S1的漏极与开关管S3的漏极均连接输入电压源V1的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S2的源极与开关管S4的源极均连接输入电压源V1的负极；
所述二极管D1的负极连接所述开关管S1的漏极，二极管D1的正极连接所述开关管S1的源极；所述二极管D2的负极连接所述开关管S2的漏极，二极管D2的正极连接所述开关管S2的源极；所述二极管D3的负极连接所述开关管S3的漏极，二极管D3的正极连接所述开关管S3的源极；所述二极管D4的负极连接所述开关管S4的漏极，二极管D4的正极连接所述开关管S4的源极；
所述电容C1的一端连接所述开关管S1的漏极，另一端连接所述开关管S1的源极；所述电容C2的一端连接所述开关管S2的漏极，另一端连接所述开关管S2的源极；所述电容C3的一端连接所述开关管S3的漏极，另一端连接所述开关管S3的源极；所述电容C4的一端连接所述开关管S4的漏极，另一端连接所述开关管S4的源极。
所述串联谐振电路包括：谐振电感、谐振电容/>；
其中，为开关频率，即串联谐振电路的谐振频率；
所述谐振电感的一端连接所述高频隔离变压器T的1号端口，另一端连接所述谐振电容/>的一端，所述谐振电容/>的另一端连接所述开关管S1的源极；所述高频隔离变压器T的原边与副边的匝数比为N=1。
所述整流电路采用全桥整流电路，包括：开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8、输入电压源V2、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8、电容C5、电容C6、电容C7以及电容C8；
开关管S5的漏极与开关管S7的漏极均连接输出电压源V2的正极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S7的源极连接开关管S8的漏极，开关管S6的源极与开关管S8的源极均连接输入电压源V2的负极；
所述二极管D5的负极连接所述开关管S5的漏极，二极管D5的正极连接所述开关管S5的源极；所述二极管D6的负极连接所述开关管S6的漏极，二极管D6的正极连接所述开关管S6的源极；所述二极管D7的负极连接所述开关管S7的漏极，二极管D7的正极连接所述开关管S7的源极；所述二极管D8的负极连接所述开关管S8的漏极，二极管D8的正极连接所述开关管S8的源极；
所述电容C5的一端连接所述开关管S5的漏极，另一端连接所述开关管S5的源极；所述电容C6的一端连接所述开关管S6的漏极，另一端连接所述开关管S6的源极；所述电容C7的一端连接所述开关管S7的漏极，另一端连接所述开关管S7的源极；所述电容C8的一端连接所述开关管S8的漏极，另一端连接所述开关管S8的源极。
所述控制器采用独立数字芯片控制，所述独立数字芯片的型号包括：ARM、DSP以及FPGA。
所述全桥逆变电路与所述全桥整流电路所有的开关管的栅极和源极之间的驱动波形分为三个阶段，如下：
第一阶段：开关管S1、开关管S4、开关管S5与开关管S8的驱动波形相同，开关管S2、开关管S3、开关管S6与开关管S7的驱动波形相同，开关管S1与开关管S4的驱动波形和开关管S2与开关管S3的驱动波形互补且占空比均为50%；
第二阶段：开关管S1的驱动波形改变脉宽与周期，开关管S3与开关管S1的驱动波形相差半个开关周期；开关管S2与开关管S1驱动波形的周期互补；开关管S1与开关管S3驱动波形的周期互补；开关管S5、开关管S6、开关管S7与开关管S8的驱动波形的脉宽与周期保持不变；
第三阶段：开关管S1与开关管S3常闭；开关管S2与开关管S4常开；开关管S5、开关管S6、开关管S7与开关管S8的驱动波形的脉宽与周期保持不变。
具体的，输出与负载无关即输出宽范围可调。在连续脉冲密度调制下设计与/>，让软开关没有失效，保证了变换器的高效率。同时相比于传统的脉冲密度调制，达到同样的脉冲密度需要的控制周期小，则电流纹波变小，提升了变换器的效率。
三个阶段的具体模态变换图，如图5、图6和图7所示。其中变量如图8所示：
式(1)为所有模态图的总状态方程。
其中对于电路有稳态约束条件：
(1)i r_2，3 =0(2)i r_2，6 =0(3)V 2 =i 2 R(4)v r_1，0 =v r_3，2m
联立解方程可得：
可以看到在改进的连续型脉冲密度调制下(即满足了约束条件(1)-(4))，设计td与tx，让输出连续的同时不会让谐振电压与电流产生相位差。
表1
其中，L r为谐振电感，C r为谐振电容，i r为谐振电流，v r为谐振电压，V E是等效激励，每个阶段(A，B，C，D)的等效激励如表1所示，V 2为输出电压，i 2为输出电流，R为负载，为谐振频率，N为变压器变比，n为第一阶段周期数，m为第三阶段周期数；i r_2，3是第二阶段第三时刻的谐振电流值，i r_2，6是第二阶段第六时刻的谐振电流值，v r_1，0是第一阶段初始时刻谐振电压值，v r_3，2m是第三阶段第2m时刻谐振电压值。
如图9所示，此时脉冲密度一样，为了达到一样的脉冲密度，传统脉冲密度调制的控制周期远大于本申请改进的脉冲密度调制方法。
如图10所示，本申请的脉冲调制方法还可用于半桥逆变电路的单向直流串联谐振变换器，所述半桥逆变电路包括：开关管S1、开关管S2、电容、电容/>、输入电压源V1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2以及输入电压源V1；开关管S1的漏极连接输入电压源V1的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极均连接输入电压源V1的负极；所述二极管D1的负极连接所述开关管S1的漏极，二极管D1的正极连接所述开关管S1的源极；所述二极管D2的负极连接所述开关管S2的漏极，二极管D2的正极连接所述开关管S2的源极；所述电容C1的一端连接所述开关管S1的漏极，另一端连接所述开关管S1的源极；所述电容C2的一端连接所述开关管S2的漏极，另一端连接所述开关管S2的源极；所述电容/>的一端连接所述输入电压源V1的正极，另一端连接电容/>的一端；电容/>的另一端连接所述输入电压源V1的负极。
以上者，仅为本公开的示例性实施例，不能以此限定本公开的范围。即但凡依本公开教导所作的等效变化与修饰，皆仍属本公开涵盖的范围内。本领域技术人员在考虑说明书及实践真理的公开后，将容易想到本公开的其他实施方案。
本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未记载的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的范围和精神由权利要求限定。

Claims (3)

1.一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统，其特征在于，包括：控制器以及单向直流串联谐振变换器；所述单向直流串联谐振变换器包括：逆变电路、串联谐振电路、高频隔离变压器T以及整流电路；
所述逆变电路连接所述串联谐振电路；所述串联谐振电路连接所述高频隔离变压器T的原边；所述高频隔离变压器T的副边连接整流电路；
所述控制器电连接所述单向直流串联谐振变换器中的逆变电路和整流电路的所有开关管；
所述控制器用于在连续定周期定占空比的驱动波形之后，给所有开关管的栅极添加一个周期可变、占空比可变、方波起始时刻可变以及半周期点时间可变的方波，以使所述单向直流串联谐振变换器中的串联谐振电路的谐振电流与谐振电压产生相位差，从而让零电流开关ZCS失效；
当所述逆变电路采用全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括：开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、输入电压源V1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电容C1、电容C2、电容C3和电容C4；
开关管S1的漏极与开关管S3的漏极均连接输入电压源V1的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S2的源极与开关管S4的源极均连接输入电压源V1的负极；
所述二极管D1的负极连接所述开关管S1的漏极，二极管D1的正极连接所述开关管S1的源极；所述二极管D2的负极连接所述开关管S2的漏极，二极管D2的正极连接所述开关管S2的源极；所述二极管D3的负极连接所述开关管S3的漏极，二极管D3的正极连接所述开关管S3的源极；所述二极管D4的负极连接所述开关管S4的漏极，二极管D4的正极连接所述开关管S4的源极；
所述电容C1的一端连接所述开关管S1的漏极，另一端连接所述开关管S1的源极；所述电容C2的一端连接所述开关管S2的漏极，另一端连接所述开关管S2的源极；所述电容C3的一端连接所述开关管S3的漏极，另一端连接所述开关管S3的源极；所述电容C4的一端连接所述开关管S4的漏极，另一端连接所述开关管S4的源极；
所述整流电路采用全桥整流电路，包括：开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8、输入电压源V2、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8、电容C5、电容C6、电容C7以及电容C8；
开关管S5的漏极与开关管S7的漏极均连接输出电压源V2的正极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S7的源极连接开关管S8的漏极，开关管S6的源极与开关管S8的源极均连接输入电压源V2的负极；
所述二极管D5的负极连接所述开关管S5的漏极，二极管D5的正极连接所述开关管S5的源极；所述二极管D6的负极连接所述开关管S6的漏极，二极管D6的正极连接所述开关管S6的源极；所述二极管D7的负极连接所述开关管S7的漏极，二极管D7的正极连接所述开关管S7的源极；所述二极管D8的负极连接所述开关管S8的漏极，二极管D8的正极连接所述开关管S8的源极；
所述电容C5的一端连接所述开关管S5的漏极，另一端连接所述开关管S5的源极；所述电容C6的一端连接所述开关管S6的漏极，另一端连接所述开关管S6的源极；所述电容C7的一端连接所述开关管S7的漏极，另一端连接所述开关管S7的源极；所述电容C8的一端连接所述开关管S8的漏极，另一端连接所述开关管S8的源极；
所述全桥逆变电路与所述全桥整流电路所有的开关管的栅极和源极之间的驱动波形分为三个阶段，如下：
第一阶段：开关管S1、开关管S4、开关管S5与开关管S8的驱动波形相同，开关管S2、开关管S3、开关管S6与开关管S7的驱动波形相同，开关管S1与开关管S4的驱动波形和开关管S2与开关管S3的驱动波形互补且占空比均为50%；
第二阶段：开关管S1的驱动波形改变脉宽与周期，开关管S3与开关管S1的驱动波形相差半个开关周期；开关管S2与开关管S1驱动波形的周期互补；开关管S1与开关管S3驱动波形的周期互补；开关管S5、开关管S6、开关管S7与开关管S8的驱动波形的脉宽与周期保持不变；
第三阶段：开关管S1与开关管S3常闭；开关管S2与开关管S4常开；开关管S5、开关管S6、开关管S7与开关管S8的驱动波形的脉宽与周期保持不变。
2.如权利要求1的一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统，其特征在于，所述串联谐振电路包括：谐振电感、谐振电容/>；
其中，为开关频率，即串联谐振电路的谐振频率；
所述谐振电感的一端连接所述高频隔离变压器T的1号端口，另一端连接所述谐振电容/>的一端，所述谐振电容/>的另一端连接所述开关管S1的源极；
所述高频隔离变压器T的原边与副边的匝数比为N=1。
3.如权利要求1的一种改进型的单向直流串联谐振变换器的脉冲调制系统，其特征在于，所述控制器采用独立数字芯片控制，所述独立数字芯片的型号包括：ARM、DSP以及FPGA。
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