CN107276443A - 基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法和电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法和电路。设定控制型软开关的开关频率和三角载波的频率相同，并且采用以下公式获得电感电流的跟踪轨迹，将电流误差按照滞环控制进行比较来控制功率开关管通断，进而形成改进式滞环调制以进行滑模控制；将三角载波控制和滞环电流控制结合，在功率管零电压开通的基础上实现开关频率的固定，使得逆变器输出频谱更为固定，易于滤波器设计。本发明控制方法具有降低开关损耗，功率密度高，效率高，成本低等优点，特别适合小功率应用场合。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法和电路，属于电力电子变换器领域，尤其属于小功率逆变器的技术领域。
背景技术
对于功率逆变器，为了实现低成本、高可靠性、高功率密度的目标，开关频率提高的重要性日益突出。但是，随着开关频率的增加，许多问题凸显出来：开关器件功率损耗增大、滤波器体积增大、电磁干扰(EMI)增加等。在增加开关频率的过程中，且同时保持低损耗、低EMI的性能，软开关技术成为一种理想的选择，开关电压/电流波形不发生交叠，即所谓的零电压开关(ZVS)/零电流开关(ZCS)技术。软开关逆变器一般是由传统逆变电路加上合适的辅助电路实现。但是，理想的软开关技术是在不增加任何辅助电路的前提下，既能简化逆变器的拓扑，又不增加成本。基于单相全桥或半桥拓扑的控制型软开关技术完全可以实现理想的软开关技术，利用开关管并联的结电容与输出电感发生谐振来实现电感电流的双向流动，在开关管导通之前，电感电流先流过与开关管并联的体二极管，从而营造零电压开通环境。只要电感电流高频纹波大于两倍负载电流，则软开关状态会自动满足。
控制型软开关技术的电感电流调制方式可分为边界电流模式(BCM,BoundaryCurrent Mode)、固定滞环宽度模式(CHCM,Constant Hysteresis Current Mode)、变滞环宽度电流模式(VHCM,Variable Hysteresis Current Mode)。其实质是一种滞环调制的常规滑模控制。滞环电流控制是一种基于瞬时值反馈的控制方式，具有鲁棒性好、电流响应速度快、电路结构简单等优点，其运行机制如下：设置参考电流上下边界值，将输出电流反馈到给定端，当反馈输出电流大于参考电流上边界值，则产生一个控制信号，驱动相应的功率开关管，使输出电流减少。当输出电流小于电流下边界值，则产生一个控制信号，驱动相应的功率开关管，使输出电流增加。其余情况保持原开关状态。由于开关管开关点更迭取决于逆变器输出电流到达上下限的时间，且电感电流的变化率随时间变化，因而会导致其开关频率不固定，变化范围大，导致滤波器的尺寸过大和调节性能的恶化，使输出特性不理想。
基于以上分析，现有技术中缺少一种控制方式，使其在实现控制型软开关技术基础上，同时具有固定开关频率的特性。
发明内容
本发明的目的是针对传统控制型软开关电流控制的开关频率不固定，提出一种基于控制型软开关的定频滞环电流控制方法和电路，实现开关频率的固定，适合于单相全桥或半桥拓扑，是一种控制简单、易于实现的数模混合控制电路。
本发明采用的技术方案是：
一、一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法：
本发明基于控制型软开关技术，将三角载波和滞环电流控制相结合，实现开关频率的固定。控制型软开关实质上是基于滞环调制的常规滑模控制，电感电流的跟踪轨迹S(x,t)决定滑模控制方案。
设定控制型软开关的开关频率和三角载波的频率相同，并且采用以下公式获得电感电流的跟踪轨迹S(x,t)，将电流误差按照滞环控制进行比较来控制功率开关管通断，进而形成改进式滞环调制以进行滑模控制：
其中，S(x,t)表示电感电流的跟踪轨迹，x表示电感电流，t表示时间，U+表示直流电压的高值，U-表示直流电压的低值，u(t)表示桥臂的输出电压，HOLD表示保持不变，ΔI为三角载波。
本发明使用双三角载波调制来确保电感电流在一个开关周期内双向流动，保证实现软开关的控制。
所述的三角载波ΔI为等腰三角形载波，峰值为负载电流峰值，频率与所需要固定的开关频率相同。
二、一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制电路：
包括负载电压采样电路、电感电流采样电路、数字信号处理器DSP、三角波发生电路、驱动电路和合成加法器；
电感电流采样电路具体包括电流互感器、电流传感器和电流加法器，电流互感器和电流传感器分别连接在控制型软开关逆变电路中的滤波电容支路和输出负载支路，电流传感器和电流互感器均连接到电流加法器的输入端，电流加法器的输出为电感电流并作为电感电流采样电路的输出端；
负载电压采样电路的输入端连接到控制型软开关逆变电路中的负载阻抗一端，电感电流采样电路和负载电压采样电路的输出端均连接到数字信号处理器DSP的输入端，数字信号处理器DSP的信号输出端和三角波发生电路的信号输出端经合成加法器连接到数字信号处理器DSP的输入端，数字信号处理器DSP输出端经驱动电路连接到控制型软开关逆变电路中的MOSFET功率管。
所述的数字信号处理器DSP内部设有第一比较器和第二比较器、比较器输出状态寄存器和脉宽调制信号PWM发生器，第一比较器和第二比较器的输出端经比较器输出状态寄存器和脉宽调制信号PWM发生器连接。
所述的负载电压采样电路采集获得的电感电压输入到数字信号处理器DSP，数字信号处理器DSP产生正负电流的两个正弦参考信号I+sine和I-sine，由三角波发生电路产生三角载波参考信号ΔI；
正电流的正弦参考信号I+sine叠加三角载波参考信号ΔI得到滞环控制的参考电流上限I+peak并输入到数字信号处理器DSP内第一比较器的反相输入端，负电流的正弦参考信号I-sine叠加三角载波参考信号ΔI得到滞环控制的参考电流下限I-peak并输入到数字信号处理器DSP第二比较器的反相输入端；
电感电流采样电路采集获得的电感电流输入到数字信号处理器DSP内第一比较器和第二比较器的正相输入端，第一比较器和第二比较器的比较结果均发送到比较器输出状态寄存器，数字信号处理器DSP从比较器输出状态寄存器调取比较结果进行滞环控制，并由脉宽调制信号PWM发生器输出PWM信号发送到驱动电路，通过驱动电路驱动控制型软开关逆变电路中各个开关功率管的通断。
三、应用于具体控制电路的一种改进式定频滞环电流控制方法：
所述的控制型软开关逆变电路是主要由开关管Q1、Q2、Q3和Q4相依次连接并组成的桥式电路，开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为MOSFET功率管或带有反并二极管的IGBT功率管器件；
当电感电流采样电路采集获得的电感电流大于参考电流上限I+peak，则脉宽调制信号PWM发生器输出PWM信号，通过驱动电路输出驱动信号，关断串联在电压正极的两个对角开关管Q1、Q3，开通串联在电压负极的两个对角开关管Q2、Q4；
当电感电流采样电路采集获得的电感电流小于参考电流下限I-peak，则脉宽调制信号PWM发生器输出PWM信号，通过驱动电路输出驱动信号，开通串联在电压正极的两个对角开关管Q1、Q3，关断串联在电压负极的两个对角开关管Q2、Q4。
将负载电压采样电路采集到的负载电压与已给定的参考电压做比较，经过调解后得到滞环控制的参考电流上限I+peak和参考电流下限I-peak，具体采用以下过程计算：
计算负载电流有效值Iom和负载电压Uom有效值的乘积作为输出功率P：
其中，Iom表示负载电流峰值，Uom表示负载电压峰值，P表示输出功率；
当输出功率P和输出负载电压确定时，则输出负载电流即为确定值，由此采用以下公式计算获得滞环控制的参考电流上下限：
其中，ΔIhys表示滞环宽度，I+sine表示正电流的正弦参考信号，I-sine表示负电流的正弦参考信号，ΔI表示三角载波。
本发明方法的原理过程如下：
单相全桥逆变器调制方式可分为单极性调制和双极性调制。
单极性调制时，一个桥臂上下开关管互补工作在高频状态，另一桥臂上下功率管互补工作在低频状态。依据滤波电感的伏秒平衡原理，通过计算开通时间和关断时间以，其开关频率可表示为：
当u0>0
假设u0＝Uomsin(ωt)和在边界电流模式时滞环宽度为ΔIhys＝2(i0+ΔI)，在固定滞环宽度模式时滞环宽度为ΔIhys＝2(Iom+ΔI)。
其中，f表示开关频率，Vd表示直流源电压，Ls表示滤波电感值，u0表示负载电压瞬时值，i0表示负载电流瞬时值，ΔIhys表示滞环宽度，Iom为负载电流峰值，Uom为负载电压峰值，ω表示角频率，表示相位角，ΔI表示三角载波。
如图1所示为在正负载电压时，边界电流模式在不同逆变器参数和负载特性下的开关频率变化规律，对于负负载电压，开关频率具有相同的变化规律。图1(a)(b)所示为在非纯电阻负载特性下有一个尖锐的峰值开关频率，该峰值开关频率幅值及其出现的位置随负载功率角变化而变化。图1(c)所示为当滞环宽度不变时，开关频率随滤波电感的变化规律。图1(d)所示为当滤波电感不变时，开关频率随滞环宽度的变化规律。边界电流模式的滞环宽度随着负载电流瞬时值的变化而变化，所以开关频率特性会受到负载特性的影响。然而，固定滞环宽度模式具有固定的滞环宽度，所以开关频率不受负载特性的影响。
图2表示在单极性和双极型调制模式下固定滞环宽度模式的开关频率随系统参数的变化规律。比较图1和2可看出在相同系统参数前提下，固定滞环宽度模式能减少开关频率大小且缩小开关频率变化范围。
双极性调制时，两个桥臂上下开关管互补工作于高频状态，且全桥对角功率开关有相同控制信号，依据滤波电感的伏秒平衡原理，通过计算开通时间和关断时间以及开关频率的变化规律，其开关频率表示为：
边界电流模式时ΔIhys＝2(i0+ΔI)
固定滞环宽度模式时ΔIhys＝2(Iom+ΔI)
由于负直流母线电压会加速电感电流的下降率，导致双极性调制的频率变高，但是开关频率变化规律与单极性调制一致，且开关频率变化范围比单极性小。相比于单极性调制时断续的开关频率变化，双极性调制提供连续的开关频率变化，可以简化电流控制。因为单极性调制需要精确预测负载电压过零点来实现低频臂的开关换向，所以控制复杂，特别当负载为非纯阻性负载。双极性调制时不需要负载电压信息，所以双极性调制的负载适应性优越。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明通过双三角载波和滞环电流控制，在功率管零电压开通的基础上能够保持开关频率的固定，使得逆变器输出频谱更为固定，易于滤波器设计。
(2)本发明用DSP内部的两个模拟电压比较器实现滞环电流控制，减少模拟器件的使用，使控制更为简单。
(3)不需要在传统逆变器的主电路上作改动，只要改变控制电路，即可实现功率开关管零电压开通，降低开关损耗，同时开关频率的固定，可以减少电磁干扰，易于滤波器设计，具有功率密度高，效率高，成本低等优点，适合应用在低成本和高效率化的小功率逆变器场合。
附图说明
图1是正负载电压时，边界电流模式在不同逆变器参数和负载特性下开关频率变化规律图；
图2是逆变器一个周期单极性和双极性调制模式下固定滞环宽度模式的频率随系统参数的变化规律图；
图3是本发明实施例采用的单相全桥结构逆变器及其控制电路原理图；
图4是数字信号处理器DSP内部的电压比较器结构示意图；
图5是传统控制型软开关和本发明的控制原理图，(a)传统控制型软开关，即固定滞环宽度模式；(b)为基于控制型软开关的改进式滞环电流控制，即双三角载波定频模式；
图6是传统控制型软开关和本发明的电感电流波形和开关频率频谱对比仿真图，(a)为传统控制型软开关的电感电流波形和开关频率频谱图；(b)为基于控制型软开关的改进式滞环电流控制的电感电流波形和开关频率频谱图；
图7是功率管的零电压开通；
图8是实施例具体实施的改进式定频滞环电流控制图(基于双三角载波定频模式实现)；
图9是实施例具体实施的传统控制型软开关和改进定频滞环电流控制的电感电流波形和开关频率的频谱图，(a)为传统控制型软开关的电感电流波形和开关频率频谱图；(b)为基于控制型软开关的改进式滞环电流控制的电感电流波形和开关频率频谱图。
图中：负载电压采样电路201、电感电流采样电路202、数字信号处理器DSP203、第一比较器204、第二比较器205、脉宽调制信号PWM发生器206、驱动电路207、三角波发生电路208、合成加法器209、比较器输出状态寄存器210。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
如图3所示，本发明具体实施采用数模混合控制，包括负载电压采样电路201、电感电流采样电路202、数字信号处理器DSP203、三角波发生电路208、驱动电路207和合成加法器209。
如图3所示，电感电流采样电路202具体包括电流互感器、电流传感器和电流加法器，电流互感器和电流传感器分别连接在控制型软开关逆变电路中的滤波电容支路和输出负载支路，电流传感器和电流互感器均连接到电流加法器的输入端，电流加法器的输出为电感电流并作为电感电流采样电路的输出端；负载电压采样电路201的输入端连接到控制型软开关逆变电路中的负载电阻一端，电感电流采样电路202和负载电压采样电路201的输出端均连接到数字信号处理器DSP203的输入端，数字信号处理器DSP203的信号输出端和三角波发生电路208的信号输出端经合成加法器209连接到数字信号处理器DSP203的输入端，数字信号处理器DSP203输出端经驱动电路207连接到控制型软开关逆变电路中的MOSFET功率管。
数字信号处理器DSP203内部设有第一比较器204和第二比较器205、比较器输出状态寄存器210和脉宽调制信号PWM发生器206，第一比较器204和第二比较器205的输出端经比较器输出状态寄存器210和脉宽调制信号PWM发生器206连接。
具体信号处理过程是：
负载电压采样电路201采集获得的电感电压输入到数字信号处理器DSP203，数字信号处理器DSP203产生正负电流的两个正弦参考信号I+sine和I-sine，由三角波发生电路208产生三角载波参考信号ΔI；
正电流的正弦参考信号I+sine叠加三角载波参考信号ΔI得到滞环控制的参考电流上限I+peak并输入到数字信号处理器DSP203内第一比较器204的反相输入端，负电流的正弦参考信号I-sine叠加三角载波参考信号ΔI得到滞环控制的参考电流下限I-peak并输入到数字信号处理器DSP203第二比较器205的反相输入端；
电感电流采样电路202采集获得的电感电流输入到数字信号处理器DSP203内第一比较器204和第二比较器205的正相输入端，第一比较器204和第二比较器205的比较结果均发送到比较器输出状态寄存器210，数字信号处理器DSP203从比较器输出状态寄存器210调取比较结果进行滞环控制，并由脉宽调制信号PWM发生器206输出PWM信号发送到驱动电路207，通过驱动电路207驱动控制型软开关逆变器电路中各个功率管的通断。
第一比较器204负责正峰值参考电流比较，而第二比较器205负责负峰值参考电流比较，比较器输出的比较结果反映在数字信号处理器DSP203的比较器输出状态寄存器210中，经过数字信号处理器DSP203内部软件实现滞环比较。
具体实施采用以下公式表示：
其中，ω表示角频率，ΔIhys表示滞环宽度，I+sine表示正电流的正弦参考信号，I-sine表示负电流的正弦参考信号，iom表示负载电流峰值，I+peak表示滞环控制的参考电流上限，I-peak表示滞环控制的参考电流下限，ΔI表示三角载波。
本发明的实施例如下：
本发明实施例采用单相全桥逆变器及其控制电路如图3所示。图3中单相全桥逆变器主电路10包括直流源Vd、四个功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，滤波电感Ls、滤波电容Cs和负载Z。
其中，直流源Vd的正极与功率开关管Q1的漏极及功率开关管Q2的漏极相连，直流源Vd的负极与功率开关管Q3的源极及功率开关管Q4的源极相连，功率开关管Q1的源极与功率开关管Q4的漏极相连，功率开关管Q2的源极与功率开关管Q3的漏极相连，滤波电感Ls的一端与功率开关管Q1的源极相连，另一端与滤波电容Cs及负载Z相连，滤波电容另一端与负载Z及直流源Vd负极相连。开关管采用的N型金属氧化物半导体场效应管(N-MOSFET)。
在不加双三角载波定频时，逆变器所处的开关频率范围为[fmin,fmax]，以单相全桥逆变器双极性调制，纯阻性负载为例进行说明，在输出负载电流峰值处开关频率最低，则滤波电感必须满足下式：
其中，Vd表示直流源电压，Uom为负载电压峰值，I+peak表示滞环控制的参考电流上限，I-peak表示滞环控制的参考电流下限，Ls表示滤波电感值，fmin表示开关频率最小值。
开关频率最高处出现在电流过零时刻，则滤波电感必须满足下式：
其中，fmax表示开关频率最大值，在直流源电压和负载电压峰值已知的情况下，综合上两式，选择合适的电感值Ls。
在不加双三角载波定频前，依据滤波电感的伏秒平衡原理，通过计算功率管的开通时间和关断时间，得到单相全桥逆变器的开关频率表达式如下式：
其中，f表示开关频率，u0表示负载电压瞬时值，ΔIhys表示滞环宽度。
本发明通过设定u0为固定值，并用上式计算的频率确定三角载波的频率，作为固定频率。
在滤波电感值和开关频率确定的前提下，滤波电容的选取需要满足滤波器设计和电流闭环稳定性的要求。为了降低逆变器的成本，应选择满足要求的小电容，根据已知的开关频率和滤波电感值，选择合适的滤波电容值。
图4为DSP内部的模拟电压比较器原理图。模拟电压比较器的输出比较结果均发送到比较器输出状态寄存器(210)，比较器输出状态寄存器的状态位COMPSTS反映比较器输出结果，当COMPSTS＝1时，表示正相输入端大于负向输入端，当COMPSTS＝0时，表示正相输入端小于负向输入端。本方法中输入采用两个外部模拟输入。
实施例具体采用以下过程进行控制：
当电感电流采样电路202采集获得的电感电流大于参考电流上限I+peak，则脉宽调制信号PWM发生器206输出PWM信号，通过驱动电路207输出驱动信号，关断串联在电压正极的两个对角开关管Q1、Q3，开通串联在电压负极的两个对角开关管Q2、Q4；
当电感电流采样电路202采集获得的电感电流小于参考电流下限I-peak，则脉宽调制信号PWM发生器206输出PWM信号，通过驱动电路207输出驱动信号，开通串联在电压正极的两个对角开关管Q1、Q3，关断串联在电压负极的两个对角开关管Q2、Q4。
具体实施中桥臂上下开关管互补工作，为保证桥臂不存在直通现象，设置死区，且死区设置时间需要大于开关管结电容完全充放电的时间。
相比附图5(a)的电感电流控制结构，本发明采用固定频率的三角载波获得电感电流的跟踪轨迹S(x,t)，计算电流误差按照滞环控制进行比较来控制功率开关管通断，如图5(b)所示。
实施例中进行固定滞环电流模式和双三角载波定频模式仿真过程，仿真后电感电流波形和开关频率频谱结果如图6(a)和(b)所示，图6(a)中可见开关频率有较宽的频谱范围，图6(b)中可见开关频率具有固定的频谱。
实施例中进行双三角载波定频模式实验过程，实验后功率管极间电压和电感电流波形结果如图7所示，图7中可见实现功率管的零电压开通，即实现软开关。
实施例中进行双三角载波定频模式实验过程，实验后滞环控制的参考电流上下限和电感电流波形结果如图8所示，图8中可见双三角载波控制实现电感电流在一个开关周期内双向流动，功率管的开关频率等同于三角载波的频率。
实施例中进行固定滞环电流模式和双三角载波定频模式实验过程，实验后电感电流波形和开关频率频谱结果如图9(a)和(b)所示，图9(a)中可见开关频率有较宽的频谱范围，图9(b)中可见开关频率具有固定的频谱。
由仿真和实验结果图可知，基于控制型软开关的固定滞环电流模式实现软开关技术，但是开关频率变化范围大，而通过基于控制型软开关的改进式滞环电流控制，即通过双三角载波定频模式，保证开关频率等同于三角载波的频率，实现开关频率的固定。
Claims (7)
1.一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法，其特征在于：
设定控制型软开关的开关频率和三角载波的频率相同，并且采用以下公式获得电感电流的跟踪轨迹S(x,t)，将电流误差按照滞环控制进行比较来控制功率开关管通断，进而形成改进式滞环调制以进行滑模控制：
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<mo>&GreaterEqual;</mo>
<mo>-</mo>
<mi>&Delta;</mi>
<mi>I</mi>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
</mrow>
其中，S(x,t)表示电感电流的跟踪轨迹，x表示电感电流，t表示时间，U+表示直流电压的高值，U-表示直流电压的低值，u(t)表示桥臂的输出电压，HOLD表示保持不变，ΔI为三角载波。
2.根据权利要求1所述的基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法，其特征在于：所述的三角载波ΔI为等腰三角形载波，峰值为负载电流峰值，频率与所需要固定的开关频率相同。
3.一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制电路，其特征在于：包括负载电压采样电路(201)、电感电流采样电路(202)、数字信号处理器DSP(203)、三角波发生电路(208)、驱动电路(207)和合成加法器(209)；电感电流采样电路(202)具体包括电流互感器、电流传感器和电流加法器，电流互感器和电流传感器分别连接在控制型软开关逆变电路中的滤波电容支路和输出负载支路，电流传感器和电流互感器均连接到电流加法器的输入端，电流加法器的输出为电感电流并作为电感电流采样电路的输出端；负载电压采样电路(201)的输入端连接到控制型软开关逆变电路中的负载电阻一端，电感电流采样电路(202)和负载电压采样电路(201)的输出端均连接到数字信号处理器DSP(203)的输入端，数字信号处理器DSP(203)的信号输出端和三角波发生电路(208)的信号输出端经合成加法器(209)连接到数字信号处理器DSP(203)的输入端，数字信号处理器DSP(203)输出端经驱动电路(207)连接到连接到控制型软开关逆变电路。
4.根据权利要求3所述的一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制电路，其特征在于：所述的数字信号处理器DSP(203)内部设有第一比较器(204)和第二比较器(205)、比较器输出状态寄存器(210)和脉宽调制信号PWM发生器(206)，第一比较器(204)和第二比较器(205)的输出端经比较器输出状态寄存器(210)和脉宽调制信号PWM发生器(206)连接。
5.根据权利要求4所述的一种基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制电路，其特征在于：所述的负载电压采样电路(201)采集获得的电感电压输入到数字信号处理器DSP(203)，数字信号处理器DSP(203)产生正负电流的两个正弦参考信号I+sine和I-sine，由三角波发生电路(208)产生三角载波参考信号ΔI；正电流的正弦参考信号I+sine叠加三角载波参考信号ΔI得到滞环控制的参考电流上限I+peak并输入到数字信号处理器DSP(203)内第一比较器(204)的反相输入端，负电流的正弦参考信号I-sine叠加三角载波参考信号ΔI得到滞环控制的参考电流下限I-peak并输入到数字信号处理器DSP(203)第二比较器(205)的反相输入端；电感电流采样电路(202)采集获得的电感电流输入到数字信号处理器DSP(203)内第一比较器(204)和第二比较器(205)的正相输入端，第一比较器(204)和第二比较器(205)的比较结果均发送到比较器输出状态寄存器(210)，数字信号处理器DSP(203)从比较器输出状态寄存器(210)调取比较结果进行滞环控制，并由脉宽调制信号PWM发生器(206)输出PWM信号发送到驱动电路(207)，通过驱动电路(207)驱动控制型软开关中各个MOSFET功率管的通断。
6.应用于权利要求3-5任一所述控制电路的一种改进式定频滞环电流控制方法，其特征在于：所述的控制型软开关逆变电路是主要由开关管Q1、Q2、Q3和Q4相依次连接并组成的桥式电路，开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为MOSFET功率管或带有反并二极管的IGBT功率管器件；
当电感电流采样电路(202)采集获得的电感电流大于参考电流上限I+peak，则脉宽调制信号PWM发生器(206)输出PWM信号，通过驱动电路(207)输出驱动信号，关断串联在电压正极的两个对角开关管Q1、Q3，开通串联在电压负极的两个对角开关管Q2、Q4；
当电感电流采样电路(202)采集获得的电感电流小于参考电流下限I-peak，则脉宽调制信号PWM发生器(206)输出PWM信号，通过驱动电路(207)输出驱动信号，开通串联在电压正极的两个对角开关管Q1、Q3，关断串联在电压负极的两个对角开关管Q2、Q4。
7.权利要求6所述的一种改进式定频滞环电流控制方法，其特征在于：将负载电压采样电路(201)采集到的负载电压与已给定的参考电压做比较，经过调解后得到滞环控制的参考电流上限I+peak和参考电流下限I-peak，具体采用以下过程计算：
先计算负载电流有效值Iom和负载电压Uom有效值的乘积作为输出功率P：
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>o</mi>
<mi>m</mi>
</mrow>
</msub>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mi>o</mi>
<mi>m</mi>
</mrow>
</msub>
</mrow>
<mn>2</mn>
</mfrac>
</mrow>
其中，Iom表示负载电流峰值，Uom表示负载电压峰值，P表示输出功率；
然后采用以下公式计算获得滞环控制的参考电流上下限：
<mrow>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mo>+</mo>
<mi>p</mi>
<mi>e</mi>
<mi>a</mi>
<mi>k</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mo>+</mo>
<mi>sin</mi>
<mi> </mi>
<mi>e</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>+</mo>
<mi>&Delta;</mi>
<mi>I</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>2</mn>
<mi>P</mi>
</mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>o</mi>
<mi>m</mi>
</mrow>
</msub>
</mfrac>
<mi>s</mi>
<mi>i</mi>
<mi>n</mi>
<mi>&omega;</mi>
<mi>t</mi>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>&Delta;I</mi>
<mrow>
<mi>h</mi>
<mi>y</mi>
<mi>s</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>/</mo>
<mn>2</mn>
<mo>+</mo>
<mi>&Delta;</mi>
<mi>I</mi>
</mrow>
<mrow>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mi>p</mi>
<mi>e</mi>
<mi>a</mi>
<mi>k</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mi>I</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mi>sin</mi>
<mi> </mi>
<mi>e</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>+</mo>
<mi>&Delta;</mi>
<mi>I</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>2</mn>
<mi>P</mi>
</mrow>
<msub>
<mi>U</mi>
<mrow>
<mi>o</mi>
<mi>m</mi>
</mrow>
</msub>
</mfrac>
<mi>s</mi>
<mi>i</mi>
<mi>n</mi>
<mi>&omega;</mi>
<mi>t</mi>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>&Delta;I</mi>
<mrow>
<mi>h</mi>
<mi>y</mi>
<mi>s</mi>
</mrow>
</msub>
<mo>/</mo>
<mn>2</mn>
<mo>+</mo>
<mi>&Delta;</mi>
<mi>I</mi>
</mrow>
其中，ΔIhys表示滞环宽度，I+sine表示正电流的正弦参考信号，I-sine表示负电流的正弦参考信号，ΔI表示三角载波。
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