CN104638957A - 一种单极性临界电流连续控制策略的并网逆变器过零点电流畸变抑制方法 - Google Patents

Abstract

单相单极性并网逆变器为了降低开关损耗，采用单极性临界电流连续模式的控制策略以实现开关管的零电压开通。由于在电网电压过零处电压值很小，这种期望的临界电流连续控制策略无法实现，导致在电网电压过零处产生电流振荡的问题。本发明提出一种在电网过零处采用渐变的单极性临界电流控制策略，解决了并网电流过零点振荡的问题。本发明改进型单极性临界电流连续的控制策略适用于功率较小，开关频率较高的并网逆变器应用场合。

Description

一种单极性临界电流连续控制策略的并网逆变器过零点电流畸变抑制方法

技术领域

本发明涉及一种单极性临界电流连续控制策略的并网逆变器过零点电流畸变抑制方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术

并网逆变器在新能源发电和电能变换等场合具有广泛的应用。提高逆变器开关频率，减小逆变器体积和成本是并网逆变器设计的一个追求目标。提高开关频率可以减小无源元件的体积，进而可以提高并网逆变器的功率密度。然而，提高开关频率不仅会增加开关损耗，还会带来较大的电磁干扰。

软开关技术的应用会大大降低开关损耗，能有效提高开关频率，减少变换器体积和成本，同时又能保证良好的开关环境，以及由此可以带来低水平电磁干扰。目前软开关技术主要包括无源软开关技术和有源软开关技术，然而这些软开关技术都需要额外的器件和辅助电路来实现，这不仅增加了并网逆变器的体积和成本，还使得控制变得更为复杂。

在常规半桥或全桥拓扑上，采用临界电流控制策略可以实现功率开关器件的零电压开通，附图1给出了主电路拓扑以及该控制策略下的电感电流L_f波形示意图。附图1(a)所示为主电路拓扑，即全桥逆变电路，未增加任何额外的器件和辅助电路。附图1(b)所示为该控制策略下的电感电流L_f波形示意图，电感L_f电流处于临界电流连续工作模式，其临界电流值I_B为开关管实现ZVS提供了条件。

类似常规全桥逆变器，其调制方式也可以分为单极性和双极性调制策略。理论上其相应的开通时间t_on和关断时间t_off如式(1)、(2)所示(L为电感L_f的感值)。

单极性： $\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{grid}}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}\\ t_{\mathrm{off}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{rrid}}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}\end{array}\right.---\left(1\right)$

双极性： $\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{grid}}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}\\ t_{\mathrm{off}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{dc}}+V_{\mathrm{grid}}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}\end{array}\right.---\left(2\right)$

根据开通关断时间表达式可以看出，单极性临界电流连续并网逆变器控制策略在电网电压过零附近，即V_grid*sin(ωt)接近于零时，关断时间t_off趋于无穷大。而这在实际控制系统中是不可能实现的。一个简单的处理就是：在电网电压过零附近强制关断驱动一段时间。然而，在这段强制关断驱动的时间内，电感L_o会与电容C_o通过电网发生谐振，使得并网电流i_g在过零附近出现较大的振荡，采用该过零处理方法的并网仿真波形如附图2所示，THD较大，不能满足并网电流THD＜5％的技术标准要求。

发明内容

本发明针对现有单极性临界电流连续并网逆变器过零点电流畸变严重的问题，提出了一种在电网电压过零附近采用临界电流值渐变的控制策略来抑制过零电流畸变的方法。

本发明采用以下技术方案：

一种在电网电压过零附近采用临界电流值渐变的单极性临界电流连续控制策略解决了过零电流振荡的问题。该控制策略在过零附近的某一点，对电感L_f电流的临界电流值采用随电网电压相位变化而渐变到零的控制方法。若临界电流值的变化采用A·sin(ωt)的渐变策略，根据式(1)可知，其关断时间t_off保持恒定。因此开通关断时间是控制系统可以实现的值，无需强制关断驱动一段时间，电感电流和并网电流都能得到很好的控制。附图3给出了改进型单极性临界电流连续控制策略下的并网逆变器电感L_f电流波形示意图。

本发明具有如下技术效果：

(1)在不增加额外的器件和辅助电路的情况下，通过控制手段实现全桥逆变开关管的ZVS，进而可以提高并网逆变器的效率；

(2)开关频率较高，可以有效减小电感L_f的体积和重量；

(3)并网电流质量较好，THD较小。

附图说明

附图1是主电路拓扑以及单极性临界电流连续控制策略下并网逆变器的电感L_f电流波形示意图；

附图2是单极性临界电流连续控制策略下并网逆变器的并网仿真波形；

附图3是本发明改进型单极性临界电流连续控制策略下并网逆变器的电感L_f电流波形示意图，附图3(a)为电流临界值变化采用A·sin(ωt)的渐变控制策略，附图3(b)为电流临界值变化采用A*ωt的渐变控制策略；

附图4是本发明改进型单极性临界电流连续控制策略下并网逆变器的电感L_f电流采用数模混合实现方式示意图；

附图5是本发明改进型单极性临界电流连续控制策略下并网逆变器的并网仿真波形；

附图6是本发明改进型单极性临界电流连续控制策略下并网逆变器的并网实验波形；

以上附图中的符号名称说明：V_dc为直流侧输入源；Q₁、Q₂、Q₃和Q₄为全桥逆变电路的四个开关管；L_f为被控电感，L_o为输出滤波电感；C_o为输出滤波电容；V_grid为电网电压；i_upper为电感电流的上限值，i_lower为电感电流的下限值；L_ref为并网电流的幅值；I_B为电感L_f电流的临界电流值(“负”电流值)。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明改进型单极性临界电流连续控制策略在电网电压过零附近某一点，对电感L_f电流的电流临界值采用随电网电压相位变化而渐变到零的控制方法。例如电网电压过零附近临界电流值的变化采用A·sin(ωt)的渐变策略，根据式(1)可知，其关断时间t_off保持恒定。因此开通关断时间是控制系统可以实现的值，无 需强制关断驱动一段时间，电感电流和并网电流都能得到很好的控制。

为了实现并网电流为正弦交流I_o·sin(ωt)，必须保证在每个开关周期内电感L_f电流上限值i_upper和下限值i_lower的平均值等于输出正弦电流值。并结合改进型的“负”电流渐变的单极性临界电流连续控制策略，电感L_F电流的上限值和下限值需满足(以电网电压在0≤|sin(ωt)|≤0.1开始渐变为例)：

$\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{upper}}={2I}_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)+I_B& \\ & i_{f}0.1\&le;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\&le;1\\ i_{\mathrm{lower}}=-I_B& \end{array}\right.\\ \left\{\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{upper}}=2I_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)+10I_B\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& \\ & \mathrm{if}0\&le;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\&le;0.1\\ i_{\mathrm{lower}}=-10I_B\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& \end{array}\right.\\ \left\{\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{upper}}=10I_B\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& \\ & \mathrm{if}-0.1\&le;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)<0\\ i_{\mathrm{lowre}}=2I_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)-10I_B\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& \end{array}\right.\\ \left\{\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{upper}}=I_B& \\ & \mathrm{if}-1\&le;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)<-0.1\\ i_{\mathrm{lower}=2I_{\mathrm{ref}}\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)-I_B}& \end{array}\right.\end{array}---\left(3\right)$

根据电感L_f电流的上限值和下限值，可以计算出开关管的开通和关断时间(以电网电压在0≤|sin(ωt)|≤0.1开始渐变为例)：

$\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{cc}{t}_{\mathrm{on}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}=L\frac{|2I_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|+2I_B}{V_{\mathrm{dc}}-|V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|}& \\ & \mathrm{if}0.1\&le;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|\&le;1\\ t_{\mathrm{off}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}L\frac{|2I_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|+2I_B}{|V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|}& \end{array}\right.\\ \left\{\begin{array}{cc}{t}_{\mathrm{on}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}-i_{\mathrm{lower}}}}{V_{\mathrm{dc}}-V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}=L\frac{|2I_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|+|20I_B\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|}{V_{\mathrm{dc}}-|V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|}& \\ & \mathrm{if}0\&le;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|\&le;0.1\\ t_{\mathrm{off}}=L\frac{i_{\mathrm{upper}}-i_{\mathrm{lower}}}{V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}=\frac{|2I_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|+|20I_B\&CenterDot;\sin |}{|V_{\mathrm{grid}}\&CenterDot;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|}=L\frac{2I_{\mathrm{ref}}+20I_B}{V_{\mathrm{grid}}}& \end{array}\right.\end{array}$

根据上式可以看出，在电网电压过零附近(例如，0≤|sin(ωt)|≤0.1)，关断时间为一个定值。即采用本发明所述的控制策略，避免了开关周期在过零附近趋于无穷大，从而避免了并网电流在过零附近产生振荡的问题。

要实现附图3所示的电感L_f电流波形，可以采用硬件复位实现方式，即滞 环控制，但该方法需较多额外的硬件电路；也可以采用软件计算实现方式，即开通时间和关断时间都由式(3)计算得到，但该方法存在一定误差，且误差会累积、响应速度较慢。本发明结合软件计算实现方式和硬件复位实现方式的优点，采用数模混合式的实现方式，即开通时间t_on通过软件计算获得，计算公式如式(3)所示；而关断时间t_off由硬件复位实现。附图4给出了采用数模混合实现方式示意图(以正半工频周期为例)，电感L_f电流在计算得到的开通时间t_on内线性上升；而后电感L_f电流因开关管关断而线性下降，当下降至临界电流复位值I_B时，触发硬件复位，进入下一个开关周期。

附图5给出了采用改进后单极性临界电流连续控制策略下的并网逆变器并网仿真波形，相较于附图2给出的现有单极性临界电流连续控制策略下的并网逆变器并网仿真波形得到了明显的改善。其中，u_{gs_Q4}为低频管Q₄驱动波形，u_{gs_Q1}为高频管Q₁驱动波形，i_Lf为电感L_f电流波形，i_g为并网电流波形，u_g为电网电压波形。

附图6给出了采用改进后单极性临界电流连续控制策略下的并网逆变器实验波形。其中，u_{gs_Q4}为低频管Q₄驱动波形，i_Lf为电感L_f电流波形，i_g为并网电流波形，u_g为电网电压波形。从实验波形可以看出，并网电流在过零附近没有明显的振荡。

如表1所示，给出了采用改进后单极性临界电流连续控制策略下的并网逆变器不同负载下的并网电流THD实测表。从并网电流THD表可以看出，采用改进后单极性临界电流连续控制策略，可以获得较高的并网电流质量。

表1

Claims (4)

1.一种改进型单极性临界电流连续控制策略并下的网逆变器，其特征在于：

主电路拓扑采用全桥逆变电路，包括输入源(V_dc)、四个开关管(Q₁、Q₂、Q₃和Q₄)、被控电感(L_f)、输出电感(L_o)，输出电容(C_o)和电网(V_grid)；

采用单极性控制方式，即其中一桥臂采用工频开关工作(Q₂和Q₄)，另一桥臂采用高频开关工作(Q₁和Q₃)；

控制电感(L_f)电流为临界电流连续模式(Boundary Current Mode，BCM)，当电网电压相位为|ωt|≤a过渡过程中，控制电流临界峰值随着相位变化而变化。其变化规律为随着电网电压相位的减小，临界电流值也相应减小，避免电网电压过零附近因开关频率太低而导致电流畸变。

2.基于权利要求1的临界电流连续控制策略并下的并网逆变器，其特征在于：在电网电压过零附近(|ωt|≤a过渡过程中)，电流临界值变化采用A·sin(ωt)的渐变控制策略，保证在电网电压过零附近开关频率基本不变。

3.基于权利要求1的临界电流连续控制策略并下的并网逆变器，其特征在于：在电网电压过零附近(|ωt|≤a过渡过程中)，电流临界值变化也可采用A*ωt的渐变控制策略，保证在电网电压过零附近开关频率不为零，且基本保持在一个较大值。

4.电压过零点处电感电流峰值渐进变化的方式是本发明核心思想，渐变不限于上述两种具体形式，任何其他渐进变化方式都包含本发明思想中。