CN103916040A - 一种逆变器拓扑电路、逆变方法及一种逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种逆变器拓扑电路、逆变方法及一种逆变器，涉及能源领域，能够提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险。该电路包括直流源、交流源、第一二极管、第二二极管、第一支路和第二支路；第一支路包括第一开关管，电感单元以及第四开关管；第二支路包括第三开关管，电感单元以及第二开关管；第一二极管的阴极连接直流源的正极、阳极连接电感单元的第二端，第二二极管的阴极连接电感单元的第一端、阳极连接直流源的负极；第一电容并联在交流源两极。

Description

一种逆变器拓扑电路、逆变方法及一种逆变器

技术领域

本发明涉及能源领域，尤其涉及一种逆变器拓扑电路、逆变方法及一种逆变器。

背景技术

逆变电路是一种将直流电转换成交流电的电路，是一种将直流能量转换为交流能量的电路；其包括输出交流电压形式，如不间断电源等；还包括跟随外部交流电压而提供交流输出电流的形式，如太阳能并网逆变器，风力并网发电机等。

逆变器拓扑电路常采用的拓扑有半桥、全桥、反激或在此基础上加一些辅助器件构成软开关或高频磁链等结构。现有的桥式拓扑电路，为了避免同一桥臂的上、下开关管的直通，在同一桥臂的驱动信号之间加入死区。然而，由于死区的加入，一方面造成输出电压波形的畸变，另一方面由于开关频率不能太高，滤波电感和滤波电容都比较大，导致系统动态性能较差。又由于桥式拓扑电路工作在续流状态时，是通过开关管的体二极管进行的，而开关管的体二极管的性能较差，导致系统效率低。

发明内容

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路、逆变方法及一种逆变器，能减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变,从而能够提高系统效率。

本发明的实施例采用如下技术方案：

第一方面，本发明实施例提供了一种逆变器拓扑电路，包括直流源、交流源、第一二极管、第二二极管、第一支路和第二支路；其中，

所述第一支路包括：

第一开关管，其中，所述第一开关管的漏极与所述直流源的正极连接，与所述第一开关管的源极连接的电感单元，其中，所述电感单元的第一端与所述第一开关管的源极连接，一端与所述电感单元的第三端连接的第一电容，与所述第一电容串联的第四开关管，其中，所述第四开关管的漏极与所述第一电容的另一端连接，所述第四开关管的源极与所述直流源的负极连接；

所述第二支路包括：

与所述直流源的负极连接的第三开关管，其中，所述第三开关管的源极与所述直流源的负极连接，与所述第三开关管的漏极连接的所述电感单元，其中，所述电感单元的第二端与所述第三开关管的漏极连接，一端与所述电感单元的三端连接的所述第一电容，与所述第一电容串联的第二开关管，其中，所述第二开关管的源极与所述第一电容的另一端连接，所述第二开关管的漏极与所述直流源的正极连接；

所述第一二极管的阴极连接所述直流源的正极、所述第一二极管的阳极连接所述电感单元的第二端，所述第二二极管的阴极连接所述电感单元的第一端、所述第二二极管的阳极连接所述直流源的负极；

所述第一电容并联在所述交流源两极。

在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述电感单元包括耦合小电感和第一滤波电感，其中，

所述耦合小电感为异名端有公共连接点的耦合小电感，所述第一滤波电感的一端连接在所述公共连接点上；

所述第一滤波电感的另一端为所述电感单元的第三端，所述耦合小电感的两端分别为所述电感单元的第一端、第二端。

在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述电感单元包括第一小电感、第二小电感和第二滤波电感；

所述第一小电感的一端与所述第二小电感的一端连接，所述第二滤波电感的一端连接在所述第一小电感和所述第二小电感之间的连接点上；

所述第一小电感的另一端为所述电感单元的第一端，所述第二小电感的另一端为所述电感单元的第二端，所述第二滤波电感的另一端为所述电感单元的第三端。

在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述电感单元包括第三小电感和第三滤波电感，其中，

所述第三小电感的一端与所述第三滤波电感的一端连接，所述第三小电感的另一端为所述电感单元的第二端，所述第三滤波电感的另一端为所述电感单元的第三端；

所述电感单元的第一端连接在所述第三小电感与所述第三滤波电感之间的连接点。

在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述电感单元包括第四滤波电感和第五滤波电感，其中，

所述第四滤波电感的一端与所述第五滤波电感的一端连接，所述第四滤波电感的另一端为所述电感单元的第一端，所述第五滤波电感的另一端为所述电感单元的第二端；

所述电感单元的第三端为所述第四滤波电感与所述第五滤波电感之间的连接点。

结合第一方面以及第一方面的第一种可能的实现方式至第四种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，该电路还包括：

第五开关管和第六开关管，其中，所述第五开关管与所述第二开关管并联，所述第六开关管与所述第四开关管并联。

结合第一方面以及第一方面的第一种可能的实现方式至第五种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，该电路还包括第二电容，所述第二电容并联在所述直流源上，用于对所述逆变器拓扑电路进行无功补偿。

结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述第一开关管和所述第二开关管为高频开关管，所述第三开关管、所述第四开关管、第五开关管和第六开关管为工频开关管。

第二方面，本发明实施例提供了一种逆变器，包括前述的逆变器拓扑电路；

控制逻辑线路，连接所述逆变器拓扑电路中的各个开关管，用于控制所述逆变器拓扑电路中的开关管开通或关断；

滤波电路，连接在所述逆变器拓扑电路的电压输出端，用于滤除输出交流电压中的干扰。

第三方面，本发明实施例提供一种逆变电路的逆变方法，包括：

在正半周期的输出电压和输出电流同相阶段，所述第二开关管和所述第三开关管一直保持关断，所述第四开关管一直保持导通；

开通所述第一开关管，使得所述电感单元电流增大，并向所述交流源输出功率；

关断所述第一开关管，所述电感单元开始续流，所述第二二极管导通；

开通所述第一开关管，所述第二二极管自动关断；

在负半周期的输出电压和输出电流同相阶段，所述第一开关管和所述第四开关管一直保持关断，所述第二开关管一直保持导通；

开通所述第三开关管，使得所述电感单元电流增大，并向所述交流源输出功率；

关断所述第三开关管，所述电感单元开始续流，所述第一二极管导通；

开通所述第三开关管，所述第一二极管自动关断；

在输出电压大于零，输出电流小于零的输出电压和输出电流反相阶段，所述第二开关管一直保持关断，所述第四开关管一直保持导通，所述第一开关管和所述第三开关管互补导通；

开通所述第三开关管、关断所述第一开关管，所述电感单元电流增大；

关断所述第三开关管，开通所述第一开关管，电感单元电感电流减小；

在输出电压小于零，输出电流大于零的输出电压和输出电流反相阶段，所述第四开关管一直保持关断，所述第二开关管一直保持导通，所述第一开关管和所述第三开关管互补导通；

开通所述第一开关管、关断所述第三开关管，所述电感单元电流增大；

关断所述第一开关管，开通所述第三开关管，所述电感单元电流减小。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路、逆变方法及一种逆变器，逆变器拓扑电路包括直流源、交流源、第一二极管、第二二极管、第一支路和第二支路，其中，第一支路包括第一开关管，第一开关管的漏极与直流源的正极连接，与第一开关管的源极连接的电感单元，电感单元的第一端与第一开关管的源极连接，与电感单元的第三端连接的第一电容，与第一电容串联的第四开关管，第四开关管的漏极与第一电容连接，第四开关管的源极与直流源的负极连接，第二支路包括与直流源的负极连接的第三开关管，第三开关管的源极与直流源的负极连接，与第三开关管的漏极连接的电感单元，电感单元的第二端与第三开关管的漏极连接，与电感单元的三端连接的第一电容，与第一电容串联的第二开关管，第二开关管的源极与第一电容连接，第二开关管的漏极与直流源的正极连接，第一二极管的阴极连接直流源的正极，第一二极管的阳极连接电感单元的第二端，第二二极管的阴极连接电感单元的第一端，第二二极管的阳极连接直流源的负极，交流源与第一电容并联，第一电容并联在交流源两极。通过该方案，利用数量较少的二极管和电感单元屏蔽了开关管的体二极管，削弱米勒效应，有效的减少了同一桥臂上下开关管直通的风险，提高了逆变器的工作效率,进而提高了系统效率，利用高频开关管之间的互补导通，实现了高效率无功补偿。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中双降压式半桥逆变器电路图；

图2为现有技术中单相并网逆变器的逆变电路图；

图3为现有技术中单相并网逆变器的逆变电路的驱动信号波形示意图；

图4为现有技术中能够实现高效率无功补偿的逆变器拓扑电路图；

图5A为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图一；

图5B为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图二；

图5C为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图三；

图5D为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图四；

图6为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图五；

图7为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图六；

图8为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图七；

图9为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图八；

图10为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图九；

图11为本发明实施例提供的逆变器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压，广泛地用于电动机调速和阀门控制。SPWM，就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规律排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它广泛地用于直流交流逆变器等。对于硬开关逆变器来说可以采用不同的PWM控制技术。由于开关点精确，可在允许的开关频率下最大限度地消除输出波形中的谐波成分，因而逆变器电气性能优良。

如图1所示为现有技术中双降压式半桥逆变器电路，包括直流源U_d、高频开关管（S₁、S₂）、滤波电感（L₁、L₂）、滤波电容C_f、第一电阻R以及续流二极管（D₁、D₂）。

其工作原理如图1所示：当S₁开通时，电流回路为从直流源正极流出，流经S₁、L₁、C_f，最后流向地端，此时A点电压为U_d；当S₁断开后，电感电流i_L1经过D₁续流，A点电压变为-U_d，电流回路为从直流源负极流出，流经D₁、L₁、C_f，最后流向地端。同理，当S₂开通时，电流回路为从地端流出，流经C_f、L₂、S₂，最后流向直流源负极，此时B点电压为-U_d；当S₂断开后，电感电流i_L2经过D₂续流，B点电压变为U_d。电感电流i_L1提供C_f的充电电流，i_L2提供C_f的放电电流，这样分别对S₁和S₂进行PWM控制，即可在A、B两点得到双极性的电压，经过电感和电容滤除高次谐波后，就能得到低谐波含量的正弦电压。然而，由于该电路在负载较小时有可能工作在电流断续模式，会造成输出电压波形畸变，所以在SPWM控制方式中需加入额外的偏置电流信号来保证滤波电感电流的连续，这样就增大了开关管和滤波电感的通态损耗和开关损耗，影响了系统的效率。

如图2所示为现有技术中单相并网逆变器的逆变电路，该逆变电路的上桥臂的开关管采用IGBT（Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管），下桥臂的开关管采用IGBT和MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,金属氧化物半导体场效应管）并联的结构。其中，IGBT VT1和VT3构成单相全桥逆变电路部分的上桥臂，IGBT VT2和MOSFET VT5并联，IGBT VT4和MOSFET VT6并联，共同构成单相全桥逆变电路部分的下桥臂，VT1和VT3的集电极与直流母线正极+VDC连接，VT1的发射极和VT2的集电极连接，VT3的发射极和VT4的集电极连接；VT2的集电极和VT5的漏极连接，VT4的集电极和VT6的漏极连接；VT2的发射极、VT5的源极、VT4的发射极、VT6的源极和直流母线负极-VDC连接。

具体的，图3为该电路的驱动信号波形图，由系统的中央处理器单元提供和电网同步的工频信号（Wave1、Wave2）以及高频信号（PWM1、PWM2）分别驱动全桥逆变电路的上桥臂和下桥臂的开关管，Wave1和Wave2的波形为交替高电平ON和零OFF，Wave2波形与Wave1相反，Wave1的波形为ON时，Wave2为OFF，Wave1的波形为OFF时，Wave2为ON，工频信号Wave1、Wave2分别控制VT1和VT3的通断；来自中央处理器的SPWM信号PWM1、PWM2分别控制VT2和VT4的通断；PWM1在Wave1为ON时有信号，在Wave1为OFF时为零，PWM2在Wave2为ON时有信号，在Wave2为OFF时为零。该电路的上桥臂采用工频驱动信号控制IGBT的开关，下桥臂通过驱动电路控制MOSFET先于IGBT导通，而落后于IGBT关断，这样充分利用IGBT导通损耗低，而MOSFET的开通与关断损耗低的特性，使得下桥臂IGBT具有零电压开通的软开关特性和小电流关断的近似软开关特性，降低了系统的损耗，提高了系统的效能。但是，在该电路的上桥臂与下桥臂的驱动信号之间没有加入死区时间的情况下，同一桥臂的上下管会出现直通。

如图4所示为现有技术中能够实现高效率无功补偿的逆变器拓扑电路，该逆变器拓扑电路包括：直流源、交流源、四个MOSFET开关管（MOS1、MOS2、MOS3、MOS4）、四个二极管（SiC1、SiC2、SiC3、SiC4）、两个独立小电感（10uH）和两个输出滤波电感（1mH），其中，第一独立小电感的一端与第一输出滤波电感的一端连接，第二独立小电感的一端与第二输出滤波电感的一端连接，第一输出滤波电感和第二输出滤波电感的另一端分别连接交流源的两极，第一输出滤波电感和第二输出滤波电感构成耦合电感，MOS3和MOS4的漏极与直流源正极连接，MOS3的源极与第一独立小电感的另一端连接，MOS4的源极与第二独立小电感的另一端连接，MOS1和MOS2的源极与直流源负极连接，MOS1的漏极连接在第一独立小电感和第一输出滤波电感之间的连接点上，MOS2的漏极与第二独立小电感的另一端连接，SiC1和SiC2的阴极与直流源的正极连接，SiC3和SiC4的阳极与直流源的负极连接，SiC1的阳极连接在第一独立小电感和第一输出滤波电感之间的连接点上，SiC2的阳极与第二独立小电感的另一端连接，SiC3的阴极与MOS3的源极连接，SiC4的阴极与MOS4的源极连接，第二输出滤波电感的一端还连接在SiC4和MOS4之间的连接点上，第一输出滤波电感的一端还连接在SiC1和MOS1之间的连接点上。

该拓扑电路正半周阶段，在控制电压或控制电流的作用下，四个MOSFET开关管出现不同的通断。第一阶段：当MOS3和MOS2开通，MOS1和MOS4关断时，电流回路为从直流源正极流出，流经MOS3、10uH、1mH、10uH、MOS2-，最后流向直流源负极，此时10uH和1mH电感电流增大，方向为正；第二阶段：当所有开关管都关断时，电感电流经过SiC2和SiC3续流，电流回路为从1mH流出，流经10uH、SiC2、直流源正极、直流源负极、SiC3、10uH，最后流向1mH，电感电流减小，方向为正，从开关管通断的上一状态到这一状态的变化过程中，下桥臂的10uH上的电动势突变，其电压由上一过程的左负右正变为左正右负，这样10uH与SiC2的电压差为正，MOS4的体二极管承受正的反向电压，屏蔽了MOS4的体二极管；第三阶段：当MOS1和MOS4开通，MOS3和MOS2关断时，电感电流为正，该拓扑电路中存在一条主电流回路和两条次电流回路，主电流回路与第二状态的电流回路相同，另外两条电流回路为两个10uH小电感本身的续流回路，分别为电流从10uH流出，流经SiC2、MOS4，和电流从10uH流出，流经MOS1、SiC3，由于10uH的存在，MOS1和MOS4开通后，整个母线电压并不会直接加到MOS3、MOS2上，次电流回路中的10uH小电感会起到分压作用，这样MOS2、MOS3上的电压上升率就比较缓，从而避免米勒效应；第四阶段：当MOS2、MOS3开通，MOS1和MOS4关断时，电流超前电压一定角度，电感电压为正，电流为负，电流从1mH流出，流经SiC1、直流源正极、直流源负极、SiC4，最后流向1mH，该过程中由于10uH的存在，MOS3的体二极管的结电容被解耦掉，即10uH屏蔽了MOS4的体二极管；第五阶段：当所有开关管都关断时，电感电压为正，电感电流为负，依旧为电流超前电压一定角度，这一阶段的电流回路与第四阶段相同；第六阶段：当MOS1和MOS4开通，MOS3和MOS2关断时，电感电流为负，电流从直流源正极流出，流经MOS4、1mH、MOS1，最后流向直流源负极，此时电流从包含MOS3和MOS2的支路转移为包含有MOS1和MOS4的支路。

该拓扑电路负半周阶段的工作情况与正半周阶段的工作情况完全对称，这里不再赘述。

该拓扑电路实现了高效率无功补偿，由于独立小电感的存在避免了米勒效应和屏蔽了MOSFET的体二极管，系统效率较高，但是该拓扑电路的工作必须在双极性调制状态下完成，且该拓扑电路的开关器件数量较多，导致该拓扑电路成本较高，体积较大。

实施例一

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，如图5A所示，包括直流源DC，交流源AC，高频开关管Q1、Q3，工频开关管Q2、Q4，第一二极管D1，第二二极管D2，耦合小电感Lr，第一滤波电感L1，第一电容C1。

需要说明的是，开关管可以是各自独立器件，也可以是和二极管合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管，本发明不做限定。

优选的，本发明实施例选择Q1、Q2、Q3、Q4均为MOSFET，且每个MOSFET和二极管合并。

具体的，Lr为异名端有公共连接点的耦合小电感，Lr与L1组成T型耦合电路，Q1、T型耦合电路、C1、Q4依次串联组成逆变器拓扑电路中的第一支路，Q3、T型耦合电路、C1、Q2依次串联组成逆变器拓扑电路中的第二支路。

L1的一端连接在Lr的公共连接点上，另一端与C1的一端连接；Q1的漏极与DC的正极连接，Q1的源极与Lr的第一端连接；Q2的源极与C1的另一端连接，漏极与DC的正极连接；Q3的源极与DC的负极连接，Q3的漏极与Lr的第二端连接；Q4的漏极与C1的另一端连接，源极与DC的负极连接。

D1的阴极连接DC的正极，阳极连接Lr的第二端;D2的阴极连接Lr的第一端，阳极连接DC的负极。

C1并联在AC的两极。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例二

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，如图6所示，包括直流源DC，交流源AC，高频开关管Q1、Q3，工频开关管Q2、Q4，第一二极管D1，第二二极管D2，第一小电感Lr1，第二小电感Lr2，第二滤波电感L2，第一电容C1。

需要说明的是，开关管可以是各自独立器件，也可以是和二极管合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管，本发明不做限定。

优选的，本发明实施例选择Q1、Q2、Q3、Q4均为MOSFET，且每个MOSFET和二极管合并。

具体的，Lr1、Lr2与L2组成T型耦合电路，Lr1、Lr2与L2的第一端分别连接在T型耦合电路的公共连接点上，Q1、T型耦合电路、C1、Q4依次串联组成逆变器拓扑电路中的第一支路，Q3、T型耦合电路、C1、Q2依次串联组成逆变器拓扑电路中的第二支路。

L2的第二端与C1的一端连接；Q1的漏极与DC的正极连接，Q1的源极与Lr1的第二端连接；Q2的源极与C1的另一端连接，漏极与DC的正极连接；Q3的源极与DC的负极连接，Q3的漏极与Lr2的第二端连接；Q4的漏极与C1的另一端连接，源极与DC的负极连接。

D1的阴极连接DC的正极，阳极连接Lr2的第二端;D2的阴极连接Lr1的第二端，阳极连接DC的负极。

C1并联在AC的两极。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例三

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，如图7所示，包括直流源DC，交流源AC，高频开关管Q1、Q3，工频开关管Q2、Q4，第一二极管D1，第二二极管D2，第三小电感Lr3，第三滤波电感L3，第一电容C1。

需要说明的是，开关管可以是各自独立器件，也可以是和二极管合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管，本发明不做限定。

优选的，本发明实施例选择Q1、Q2、Q3、Q4均为MOSFET，且每个MOSFET和二极管合并。

具体的，Q1、L3、C1、Q4依次串联组成逆变器拓扑电路中的第一支路，Q3、Lr3、L3、C1、Q2依次串联组成逆变器拓扑电路中的第二支路。

Lr3的一端与L3的一端连接，L3的另一端与C1的一端连接；Q1的漏极与DC的正极连接，Q1的源极连接在Lr3与L3之间的连接点上；Q2的源极与C1的另一端连接，漏极与DC的正极连接；Q3的源极与DC的负极连接，Q3的漏极与Lr2的第二端连接；Q4的漏极与C1的另一端连接，源极与DC的负极连接。

D1的阴极连接DC的正极，阳极连接Lr2的第二端;D2的阴极连接Lr1的第二端，阳极连接DC的负极。

C1并联在AC的两极。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例四

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，如图8所示，包括直流源DC，交流源AC，高频开关管Q1、Q3，工频开关管Q2、Q4，第一二极管D1，第二二极管D2，第四滤波电感L4，第五滤波电感L5，第一电容C1。

需要说明的是，开关管可以是各自独立器件，也可以是和二极管合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管，本发明不做限定。

优选的，本发明实施例选择Q1、Q2、Q3、Q4均为MOSFET，且每个MOSFET和二极管合并。

具体的，Q1、L4、C1、Q4依次串联组成逆变器拓扑电路中的第一支路，Q3、L5、C1、Q2依次串联组成逆变器拓扑电路中的第二支路。

L4的一端与L5的一端连接，C1的一端连接在L4与L5之间的连接点上；Q1的漏极与DC的正极连接，Q1的源极与L4的另一端连接；Q2的源极与C1的另一端连接，漏极与DC的正极连接；Q3的源极与DC的负极连接，Q3的漏极与L5的另一端连接；Q4的漏极与C1的另一端连接，源极与DC的负极连接。

D1的阴极连接DC的正极，阳极连接Lr2的第二端;D2的阴极连接Lr1的第二端，阳极连接DC的负极。

C1并联在AC的两极。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例五

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，如图9所示，包括直流源DC，交流源AC，高频开关管Q1、Q3，工频开关管Q2、Q4、Q5、Q6，第一二极管D1，第二二极管D2,电感单元1，第一电容C1。

需要说明的是，开关管可以是各自独立器件，也可以是和二极管合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管，本发明不做限定。

优选的，本发明实施例选择Q1、Q2、Q3、Q4均为MOSFET，且每个MOSFET和二极管合并，Q5和Q6均为IGBT。

具体的，Q2和Q5并联，Q4和Q6并联，Q2的漏极与Q5的集电极连接、Q2的源极与Q5的发射极连接；Q4的漏极与Q6的集电极连接、Q4的源极与Q6的发射极连接；Q5的发射极与Q6的集电极连接；Q1的漏极与DC的正极连接，Q1的源极与电感单元1的第一端连接；Q2的源极与电感单元1的第三端连接，漏极与DC的正极连接；Q3的源极与DC的负极连接，Q3的漏极与电感单元1的第二端连接；Q4的漏极与电感单元1的第三端连接，源极与DC的负极连接。

D1的阴极连接DC的正极，阳极连接Lr2的第二端;D2的阴极连接Lr1的第二端，阳极连接DC的负极。

C1并联在AC的两极。

需要说明的是，本发明实施例中的电感单元1为至少两个电感组成，有多重组成形式，本发明实施例并不做限定。

可选的，电感单元1中的电感组成可以为实施例一中的耦合小电感Lr和第一滤波电感L1，也可以为实施例二中的第一小电感Lr1、第二小电感Lr2和第二滤波电感L2，还可以为实施例三中的第三小电感Lr3和第三滤波电感L3，还可以为实施例四中的第四滤波电感L4和第五滤波电感L5。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例六

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，如图10所示，包括直流源DC，交流源AC，高频开关管Q1、Q3，工频开关管Q2、Q4，第一二极管D1，第二二极管D2,电感单元1，第一电容C1，第二电容C2。

其中，开关管可以是各自独立器件，也可以是和二极管合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管，本发明不做限定。

优选的，本发明实施例选择Q1、Q2为MOSFET。

本发明实施例中，只是C2并联在DC两极，Q2的一端与直流源DC的正极连接，另一端与C1的另一端连接；Q4的一端与直流源DC的负极连接，另一端与C1的另一端连接，其余部分与实施例五完全相同，不再赘述。

需要说明的是，本发明实施例中的Q2、Q4可以为实施例一或实施例二或实施例三或实施例四中的MOSFET管Q2、Q4，也可以为实施例五中的Q2与Q5并联、Q4与Q6并联的等效开关管，本发明实施例不做限定。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例七

本发明的实施例提供一种逆变器，如图11所示，包括：控制逻辑线路1、具有前述任一特征的逆变器拓扑电路2以及滤波电路3；其中，

控制逻辑线路1，连接逆变器拓扑电路2中的各个开关管，用于控制逆变器拓扑电路2中的开关管开通或关断；

滤波电路3，连接在逆变器拓扑电路2的电压输出端，用于滤除输出交流电压中的干扰。

本发明的实施例提供一种逆变器，包括控制逻辑线路、具有前述任一特征的逆变器拓扑电路以及滤波电路，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

实施例八

本发明的实施例提供一种逆变电路的逆变方法，如图5B所示，在控制电压或控制电流的作用下Q1、Q3做高频的通断控制，本发明实施例采用PWM控制高频开关管，在正半周期的输出电压和输出电流同相阶段，即交流电有功输出阶段，Q2和Q3一直保持关断，Q4一直保持导通。

当Q1开通时，电流从直流源正极流出，流经Q1、Lr、L1、C1、Q4，最后返回到直流源负极，此时Lr上的电流慢慢增大，同时向交流源输出功率；当Q1关断后，由于电感Lr的续流作用，电流从Lr流出，电感Lr两端的电压反向，Q3两端的电压为上正下负，阻止Q3的体二极管导通，电流被强制通过D2，流经L1、C1、Q4、D2，最后流向Lr，由于电流被强制通过D2，实现了屏蔽Q3的体二极管的效果，同时可以削弱开关管的米勒效应，减少开关损耗；当Q1开通后，由于D2为快恢复二极管或肖特极二极管，D2会非常快速的关断，电流从直流源的正极流出，流经Lr、L1、C1、Q4，最后返回到直流源负极。

相对应的，该拓扑电路在负半周期阶段的工作情况与正半周期阶段的工作情况完全对称，这里不再赘述。

如图5C所示，当电流小于一定值时，在控制电压或控制电流的作用下Q1和Q3互补导通，在输出电压大于零，输出电流小于零的输出电压和输出电流反相阶段，即交流电无功输出阶段，Q4一直保持导通，Q2一直保持关断，Q1和Q3互补导通。

其中，无功输出也为无功补偿，无功补偿即无功功率补偿，在电子供电系统中起提高电网的功率因数的作用，降低供电变压器及输送线路的损耗，提高供电效率，改善供电环境。一般在系统中所说的无功负载大部是感性无功负载，把具有容性功率负荷的装置与感性功率负荷并联接在同一电路，当感性无功负载吸收能量时，容性负载释放能量，而感性负载释放能量时，容性负荷却在吸收能量，能量在容性负载和感性负载之间交换，这样容性负载所吸收的无功功率可以从容性负荷装置输出的无功功率中得到补偿，无功功率就地平衡掉，以降低线路损失，提高带载能力，降低电压损失及缓解发电厂的供电压力。

逆变器进行无功补偿实际上是，当检测到电网电压和电流相位不一致时进行的补偿动作，若电网电压超前电流，逆变器发出电流滞后电压的无功功率进行补偿；反之发出电流超前电压的无功功率进行补偿，使得电网电压和电流维持同相位。

具体的，以电流由电感L1流入交流源的方向为正方向，当Q3开通、Q1关断时，电流源的电压为左正右负，电流从交流源左端流出，流经L1、Lr、Q3、Q4，最后返回到交流源右端，此时C1输出功率，Lr上的电流增大，需要说明的是，这里电流增大是指电流的绝对值增大；当Q1开通、Q3关断时，Lr上的电流减小，这里指的是电流的绝对值减小，电流从交流源左端流出，流经L1、Lr、Q1、DC+、DC-、Q4，最后返回到交流源右端。

如图5D所示，在输出电压小于零，输出电流大于零的输出电压和输出电流反相阶段，Q4一直保持关断，Q2一直保持导通，Q1和Q3互补导通。

当Q1开通、Q3关断时，Lr上的电流增大，这里指的是电流的绝对值增大，电流从交流源左端流出，流经L1、Lr、Q1、Q2，最后返回到交流源右端；当Q3开通，Q1关断时，Lr上的电流减小，这里指的是电流的绝对值减小，电流从交流源左端流出，流经L1、Lr、Q3、DC-、DC+、Q2，最后返回到交流源右端。

对于实施例五描述的逆变器拓扑电路，工频开关管是通过驱动电路控制IGBT先于MOSFET导通，IGBT后于MOSFET关闭，实现工频MOSFET开关的软开关，这样工频开关管的损耗主要为导通损耗，采用IGBT与MOSFET并联的方式，小电流时电流主要通过MOSFET，大电流时电流主要通过IGBT，使得减小导通损耗，其他部分工作原理与本实施例中的工作原理相同。

需要说明的是，本发明的实施例提供的各种逆变拓扑电路的逆变方法与该实施例提供的逆变方法的具体工作原理相类似，这里不再详细介绍。

其中，直流源可以是燃料电池、镍氢电池、铁电池、铅酸电池、太阳能板等各种提供直流的装置；二极管可以是肖特极二极管，快恢复二极管，硅管，碳化硅等，以及串联的多个二极管形式等；交流源可以直接连接电网，也可以通过隔离变压器连接电网。输出波形可以是方波、正弦波、三角波、锯齿波等。

本发明的实施例提供一种逆变电路的逆变方法，能够实现高效率逆变、无功补偿，实现屏蔽开关管的体二极管，削弱米勒效应，提高系统效率，减少同一桥臂上下开关管直通的风险和逆变器拓扑电路中电感的感量、体积，有效的抑制了输出电压波形的畸变。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种逆变器拓扑电路，其特征在于，包括直流源、交流源、第一二极管、第二二极管、第一支路和第二支路；其中，

所述第一支路包括:

第一开关管，其中，所述第一开关管的漏极与所述直流源的正极连接，

与所述第一开关管的源极连接的电感单元，其中，所述电感单元的第一端与所述第一开关管的源极连接，

一端与所述电感单元的第三端连接的第一电容，

与所述第一电容串联的第四开关管，其中，所述第四开关管的漏极与所述第一电容的另一端连接，所述第四开关管的源极与所述直流源的负极连接；

所述第二支路包括:

与所述直流源的负极连接的第三开关管，其中，所述第三开关管的源极与所述直流源的负极连接，

与所述第三开关管的漏极连接的所述电感单元，其中，所述电感单元的第二端与所述第三开关管的漏极连接，

一端与所述电感单元的第三端连接的所述第一电容，

与所述第一电容串联的第二开关管，其中，所述第二开关管的源极与所述第一电容的另一端连接，所述第二开关管的漏极与所述直流源的正极连接；

所述第一二极管的阴极连接所述直流源的正极、所述第一二极管的阳极连接所述电感单元的第二端，所述第二二极管的阴极连接所述电感单元的第一端、所述第二二极管的阳极连接所述直流源的负极；

所述第一电容并联在所述交流源两极。

2.根据权利要求1所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，所述电感单元包括耦合小电感和第一滤波电感，其中，

所述耦合小电感为异名端有公共连接点的耦合小电感，所述第一滤波电感的一端连接在所述公共连接点上；

所述第一滤波电感的另一端为所述电感单元的第三端，所述耦合小电感的两端分别为所述电感单元的第一端、第二端。

3.根据权利要求1所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，所述电感单元包括第一小电感、第二小电感和第二滤波电感；

所述第一小电感的一端与所述第二小电感的一端连接，所述第二滤波电感的一端连接在所述第一小电感和所述第二小电感之间的连接点上；

所述第一小电感的另一端为所述电感单元的第一端，所述第二小电感的另一端为所述电感单元的第二端，所述第二滤波电感的另一端为所述电感单元的第三端。

4.根据权利要求1所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，所述电感单元包括第三小电感和第三滤波电感，其中，

所述第三小电感的一端与所述第三滤波电感的一端连接，所述第三小电感的另一端为所述电感单元的第二端，所述第三滤波电感的另一端为所述电感单元的第三端；

所述电感单元的第一端连接在所述第三小电感与所述第三滤波电感之间的连接点。

5.根据权利要求1所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，所述电感单元包括第四滤波电感和第五滤波电感，其中，

所述第四滤波电感的一端与所述第五滤波电感的一端连接，所述第四滤波电感的另一端为所述电感单元的第一端，所述第五滤波电感的另一端为所述电感单元的第二端；

所述电感单元的第三端为所述第四滤波电感与所述第五滤波电感之间的连接点。

6.根据权利要求1至5任一项所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，还包括：

第五开关管和第六开关管，其中，所述第五开关管与所述第二开关管并联，所述第六开关管与所述第四开关管并联。

7.根据权利要求1至6任一项所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，还包括第二电容，所述第二电容并联在所述直流源上，用于对所述逆变器拓扑电路进行无功补偿。

8.根据权利要求7所述的逆变器拓扑电路，其特征在于，所述第一开关管和所述第二开关管为高频开关管，所述第三开关管、所述第四开关管、第五开关管和第六开关管为工频开关管。

9.一种逆变器，其特征在于，包括：如权利要求1至8任一项所述的逆变器拓扑电路；

控制逻辑线路，连接所述逆变器拓扑电路中的各个开关管，用于控制所述逆变器拓扑电路中的开关管开通或关断；

滤波电路，连接在所述逆变器拓扑电路的电压输出端，用于滤除输出交流电压中的干扰。

10.一种逆变电路的逆变方法，其特征在于，包括：

在正半周期的输出电压和输出电流同相阶段，所述第二开关管和所述第三开关管一直保持关断，所述第四开关管一直保持导通；

开通所述第一开关管，使得所述电感单元电流增大，并向所述交流源输出功率；

关断所述第一开关管，所述电感单元开始续流，所述第二二极管导通；

开通所述第一开关管，所述第二二极管自动关断；

在负半周期的输出电压和输出电流同相阶段，所述第一开关管和所述第四开关管一直保持关断，所述第二开关管一直保持导通；

开通所述第三开关管，使得所述电感单元电流增大，并向所述交流源输出功率；

关断所述第三开关管，所述电感单元开始续流，所述第一二极管导通；

开通所述第三开关管，所述第一二极管自动关断；

在输出电压大于零，输出电流小于零的输出电压和输出电流反相阶段，所述第二开关管一直保持关断，所述第四开关管一直保持导通，所述第一开关管和所述第三开关管互补导通；

开通所述第三开关管、关断所述第一开关管，所述电感单元电流增大；

开通所述第一开关管，关断所述第三开关管，电感单元电感电流减小；

在输出电压小于零，输出电流大于零的输出电压和输出电流反相阶段，所述第四开关管一直保持关断，所述第二开关管一直保持导通，所述第一开关管和所述第三开关管互补导通；

开通所述第一开关管、关断所述第三开关管，所述电感单元电流增大；

关断所述第一开关管，开通所述第三开关管，所述电感单元电流减小。