CN113315404B - 一种双直-双交对称型四象限变流器 - Google Patents

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Abstract

针对传统的电压源桥式四象限变流器(FQC)存在的明显缺点，即，为了保证其正常工作，并达到对交流侧瞬态电流波形优良的控制性能，必须使直流侧工作电压升得足够高，导致其应用范围受限，而且在实现多相变换驱动时电路结构复杂，效率较低，本发明提供一种双直‑双交对称型FQC新型电路结构，包括其双直‑单交对称型FQC特例，直流侧工作电压比传统的桥式FQC大为降低，而且电路结构简单，变换效率提高，采用与传统的电压源半桥式FQC基本相同的器件组及对两只开关管的SPWM控制方式，却能实现两组对称FQC。适用于六相交流电动机调速传动和新能源光伏发电逆变并网或供电等直流侧工作电压要求较低、多路对称FQC等应用场合。

Description

一种双直-双交对称型四象限变流器
技术领域
本发明涉及一种双直-双交对称四象限变流器新型电路拓扑结构，属于电力电子变换及新能源发电技术领域。
背景技术
电压源型四象限PWM变流器(FQC,Four-Quadrant Converter)，由于其交流侧电流相对于交流电压之间的相位可以在0°～±180°四个象限任意设置，而且其电流波形也可以通过瞬态电流跟踪进行灵活控制，因而赋予四象限PWM变流器有四大性能优势，主要包括：
1)交流侧电流可以按照设定的波形进行跟踪控制，尤其在常用的正弦波情况下，对电网无谐波污染；
2)交流侧可以通过电流控制呈现感性、容性或功率因数等于1；
3)交-直流侧能量可双向传送，直流侧能量可逆变到交流侧(电网)；
4)直流侧电压Ud稳定且可调。
因此通常FQC不仅用于双向AC/DC变换(PWM可逆整流)，而且在实现电力有源滤波、电力系统无功补偿和太阳能、风力发电等新能源变换及并网逆变等方面都有十分广泛的应用。就FQC的拓扑结构而言，以三相或单相电压源型桥式电路结构的应用尤为广泛。但是，众所周知，电压源桥式FQC结构存在有一些明显的缺点，即为了保证其正常工作，尤其是为了保证其交流侧电流波形的瞬态可控性，必须使其直流侧电压升得足够高，此特征源于电压型桥式FQC的升压式拓扑，使其应用范围受到了一定限制，只能工作在高直流电压状态。而且在实现多相变换驱动时电路结构复杂，效率降低。
针对传统的桥式FQC结构存在的上述缺陷，本专利提出了一种直流侧电压要求较低、并且具有双直流/双交流端口对称特征的四象限变流器新型电路拓扑结构(TSFQC,TwinSymmetrical Four Quadrant Converter)，其直流侧工作电压比传统的桥式FQC大为降低，而且电路结构简单，变换效率提高，采用与传统的电压源半桥式FQC基本相同的器件组及对两只开关管的SPWM控制方式，却能实现两组对称FQC。适用于六相交流电动机调速传动和新能源光伏发电逆变并网或供电等直流侧工作电压要求较低、多路对称FQC等应用场合。
发明内容
本发明提供了一种双直-双交对称型四象限变流器。针对传统的电压源桥式FQC存在的一些明显的缺点，即，为了保证其正常工作，尤其是为了达到对交流侧瞬态电流波形优良的控制性能，必须使直流侧电压升得足够高，导致其应用范围受到限制，只能工作在高直流电压状态，而且在实现多相变换驱动时电路结构复杂，效率降低，本专利提出了一种双直-双交对称型四象限变流器(TSFQC)新型电路拓扑结构，其直流侧工作电压比传统桥式结构大幅度降低，而且电路结构简单，变换效率提高，采用与传统的电压源半桥式FQC基本相同的器件组及对两只开关管的SPWM控制方式，却能实现两组对称FQC。适用于直流侧额定工作电压具有较低要求，并且具有两组或多组DC/AC对称变换的应用场合。
针对传统桥式FQC结构存在的技术问题，本发明采用的具体技术方案归纳如下：
一种双直-双交对称型四象限变流器，包括双直流支路、双交流支路和双开关管交叉支路。
双直流支路包括第一电容C1，C1两端作用的直流电压为Ud1，C1的正极性端与电压Ud1的正极性端一致；第二电容C2，C2两端作用的直流电压为Ud2，C2的正极性端与电压Ud2的正极性端一致。
双交流支路包括第一电感L1和与之相串联的第一交流电压源ekⅠ，第二电感L2和与之相串联的第二交流电压源ekⅡ；两电感L1、L2流过的电流分别为ik1、ik2；ekⅠ的负参考极性端接第一电容C1的正极性端，该端设为第一参考地G1端，ekⅠ的正参考极性端接L1，L1的另一端接第二电容C2的正极性端；ekⅡ的负参考极性端接第二电容C2的负极性端，该端设为第二参考地G2端，ekⅡ的正参考极性端接L2，L2的另一端接第一电容C1的负极性端。
双开关管交叉支路包括第一开关管T1及其反并联的第一二极管D1，第二开关管T2及其反并联的第二二极管D2；T1的集电极也接至第一电容C1的正极性端，即第一参考地G1端，T1的发射极也接至第二电容C2的负极性端，即第二参考地G2端，T2的集电极也接至第二电容C2的正极性端，T2的发射极也接至第一电容C1的负极性端。
TSFQC两个交流电压源ekⅠ、ekⅡ为同频率、同幅度对称、相位相反，且均为低频率、幅度为Ekm的交流正弦电压；要求在稳态下直流侧平均电压Ud1、Ud2满足：Ud1＝Ud2>Ekm。
TSFQC的两只开关管T1和T2采用相同的正弦型PWM控制方式，包括其正弦调制波的频率分别与两交流电压源ekⅠ、ekⅡ相同，相位满足分别与ekⅠ、ekⅡ同步和对交流侧电流ik1、ik2的控制要求。
TSFQC的两直流侧和两交流侧之间电能变换关系是双向可逆的，即，既能工作在双交输入-双直输出对称整流状态，又能工作在双直输入-双交输出对称逆变状态；在所述的双交输入-双直输出对称整流状态下，两电容C1、C2端电压Ud1、Ud2，以及分别与C1、C2所并联的负载均要求对称相等，通常均为无源负载等效阻抗，或者带有反电势的等效阻感负载。
TSFQC的整流状态在一定条件下会逆转为逆变状态，即，双直流支路分别以Ud1、Ud2作为输入直流电压源，各分别与电容C1、C2并联，Ud1、Ud2的极性及幅值均符合电容C1、C2端电压的要求，双开关管交叉支路满足相应的正弦型PWM控制要求，能够将直流侧电压源Ud1、Ud2能量分别逆变到双交流支路，分别被交流电压源ekⅠ、ekⅡ所吸收，并分别通过交流电压源ekⅠ、ekⅡ反送至交流电网中。
TSFQC的双交流支路允许只保留其中任一条交流支路应用，将另一条交流支路去除，即构成双直-单交对称型四象限变流器，其所保留的各支路、开关管的控制方式和对称性要求等均与双直-双交对称型四象限变流器相同。
附图说明
该附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在下述附图中：
图1为本发明提供的双直-双交对称型四象限变流器电路拓扑的建构思路：图1a为一种升降压式DC/DC变换电路图；图1b为图1a的左右对称结构电路图；
图1c为图1a的上下反对称结构电路图；图1d为图1b的上下反对称结构电路图。
图2为双直-单交对称FQC电路图:图2a为双直-单交对称FQC1；图2b为双直-单交对称FQC2。
图3a为二重组合式升降压直流变换器电路图；图3b为图3a的左右对称结构电路图。
图4为双直-双交对称型FQC的电路图。
图5为N重并联TSFQC的构成示意图。
图6为三相TSFQC驱动六相交流电动机(光伏发电经双反星型变压器并网)的结构示意图。
具体实施方式
针对传统的电压源型桥式FQC存在的缺点，本发明提供了一种双直-双交对称型FQC新型电路结构，其直流侧工作电压比传统结构大幅度降低，适合于直流侧额定工作电压具有较低要求，并且具有两对DC/AC对称变换的应用场合。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施方式，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式和案例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
针对要解决的问题，本发明按照如下思路提出方案：
如图1a所示为一种升降压式DC/DC变换器电路拓扑，设开关管PWM控制占空比为D，则图中电感L1电流方向如图中所示，能量应从左侧Ud1向右侧Ud2传输，不难分析在电流连续模式下其输入输出电压转换比表达式为：
Figure BDA0003089766830000041
式中由于D≤1，并且当D＝0.5时电压转换比等于1，所以通常该变换器既具备降压(D<0.5)又具有升压作用(D>0.5)。
如图1b所示为与图1a具有左右对称结构的升降压式DC/DC变换器电路拓扑，图中电感L1电流方向与图1a相反，如图中所示，能量应从右侧Ud2向左侧Ud1传输，不难分析在电流连续模式下其电压转换比与图1a具有相同表达式。
如图1c所示为与图1a具有上下反对称结构的升降压式DC/DC变换器电路拓扑，图中电感L2电流方向如图中所示，能量应从右侧Ud2向左侧Ud1传输，在电流连续模式下其电压转换比与图1a具有相同表达式。
如图1d所示为与图1b上下反对称，与图1c具有左右对称结构的升降压式DC/DC变换器电路拓扑，图中电感L2电流方向与图1c相反，如图中所示，能量应从左侧Ud1向右侧Ud2传输，在电流连续模式下其电压转换比表达式亦同。
图1a、1b所示的左右对称结构，两图分别从左、右两侧电压Ud1、Ud2向对方传递能量，其间经电感L1产生正、反两种极性的对称电流。寄此可以考虑将该两个变换电路单元对称组合，并在电感L1交流支路引入交流电压源ekⅠ，可得图2a所示双直-单交对称FQC1，通过实施Ud1、Ud2的对称作用和对T1、T2两开关管的SPWM对称控制，可以达到双直-单交对称FQC的双向电能变换作用。
图1c、1d所示的左右对称结构，可以如同图1a、1b两图组合一样处理，可得图2b所示双直-单交对称FQC2，在电感L2交流支路引入交流电压源ekⅡ，同样通过实施Ud1、Ud2的对称作用和对T1、T2两开关管的SPWM对称控制，可以达到双直-单交对称FQC的双向电能变换作用。
还可以将图1a、1c所示的上下对称结构进行组合，两图也是分别从左、右两侧电压Ud1、Ud2向对方传递能量，但其间分别经过电感L1、L2产生单极性电流。寄此可以考虑将该两个变换单元上下对称合并，可得图3a所示二重组合式升降压直流变换器，除电感L1、L2外，各单元在合并前的其它四只器件，合并后均合二为一，为二单元组合共享，大幅度简化了结构。其中，开关管T2按照PWM控制导通时，同时将两回路C1(Ud1)-L1和C2(Ud2)-L2接通对电感充能，而在开关管T2关断时，又同时形成L1经C2-D1和L2经D1-C1将电感存储的磁能分别转移到电容C2(Ud2)、C1(Ud1)的过程。两个升降压变换单元对称共用同一开关管T2和续流二极管D1,却具有各自独立的充放电过程。
如同图1a、1c两图组合一样处理，将图1b、1d所示的上下对称结构进行组合，可得图3b所示另一款二重组合式升降压直流变换器。类似地，开关管T1按照PWM控制导通时，同时将两回路C1(Ud1)-L2和C2(Ud2)-L1接通对电感充能，而在开关管T1关断时，又同时形成L2经C2-D2和L1经C1-D2将电感存储的磁能分别转移到电容C2(Ud2)、C1(Ud1)的过程。同样两个升降压变换单元对称共用同一开关管T1和续流二极管D2,却具有各自独立的充放电过程。
鉴于图2a、2b所示结构的上下对称性，可将该两款双直-单交对称FQC1和FQC2进行上下对称合并，可得图4所示双直-双交对称FQC，除电感L1、L2所属交流电源支路外，FQC1和FQC2各在合并前的其它六只器件，合并后均合二为一，为二者组合共享，大幅度简化了结构。为分析和应用的方便，在两交流电压源ekⅠ、ekⅡ的负极端分别设置参考“地”G1、G2，如图4所示。其中，开关管T2按照PWM控制占空比导通时，同时将两回路C1(Ud1)-L1和C2(Ud2)-L2接通对电感充能，而在开关管T2关断时，又同时形成L1经C2-D1和L2经D1-C1将电感存储的磁能分别转移到电容C2(Ud2)、C1(Ud1)的过程。开关管T1通断时工作过程刚好与之对称。两开关管按照统一的SPWM占空比控制规律交替通断，可以达到两对称直流电压与两对称交流电压(电流)之间的双向电能变换，既可以双直/双交对称逆变，又可以实现双交/双直对称整流，并具有直流侧工作电压要求较低的特点，器件利用率大为提高，电路结构简单，变换效率增大，采用与传统的电压源半桥式FQC基本相同的器件组及对两只开关管的SPWM控制方式，却能实现两组对称FQC，可谓结构简单、性能优越的双直-双交对称FQC。
另一方面，鉴于图3a、3b所示结构的左右对称性，两电路分别通过开关管T2、T1的PWM通断控制，分别从左、右两侧电压Ud1、Ud2向对方传递能量，其间均经过电感L1和L2产生正、反两种极性的对称电流，寄此可以将该两款二重组合式升降压直流变换器进行左右交叉对称合并，并在电感L1和L2交流支路分别引入交流电压源ekⅠ和ekⅡ。如此同样可得图4所示双直-双交对称FQC。合并之前两电路各自的两电容(及电压)和电感L1、L2支路，合并后均合二为一，为二者组合共享，大大简化了电路结构。
图2a、2b所示双直-单交对称FQC和图4所示双直-双交对称FQC，开关管T1和T2均可选用IGBT或VDMOSFET快速全控型器件；二极管D1和D2采用高压快恢复电力二极管；电容C1和C2选用电解电容，注意其极性的连接方向，也可以选用无极性的其它容量较大的电容器；电感L1和L2，由于PWM开关频率较高，通常选电感量较小，选用空芯电感，或者选用适合频率较高的铁氧体、非晶态合金等作导磁介质的磁芯电感。在两开关管PWM开关频率较高的情况下，电感L1和L2能够以交流支路中提供ekⅠ、ekⅡ的变压器或交流电机的漏感来取代。交流侧电压源ekⅠ、ekⅡ为较低频率、幅度为Ekm的交流正弦电压，并且按照图4中所示的两个参考“地”及电压源极性，应满足ekⅡ＝-ekⅠ的反相关系。
图2a、2b所示双直-单交对称FQC和图4所示TSFQC，在整流状态下，可以在直流侧两对称输出端Ud1、Ud2同时接负载，不失一般性可将通常的各种直流负载等效为反电势串联电阻EL-RL，极性类似于图5中所示。其输出电压Ud1、Ud2取值范围下限值Ud1min、Ud2min要求比交流侧电源电压峰值应略高一些，通常的推荐值取Ud1min＝Ud2min＝1.12Ekm。
利用图4所示变流器作为双直-双交对称型FQC拓扑单元，可以将两个及以上，多个TSFQC单元并联运行，旨在扩大变换容量。各TSFQC单元的两个直流支路分别同极性并联，分别共用同一只滤波电容；如图5所示N个TSFQC单元并联结构中，为避免混淆，考虑将每个单元的两条交流支路及电压源ekⅠ、ekⅡ按Ⅰ、Ⅱ编号，则同号对应的各N个交流支路电压源相等，可以合并为1个交流电压源，但各交流支路电感L1或L2不能合并。可见图5所示N个TSFQC单元直流侧、交流侧均为N端并联。
该变流器作为TSFQC单元，以两个、三个或者N个TSFQC拓扑单元可以分别构成两相、三相或者N相对称FQC。与图5所示结构相比，直流侧同样为N端并联，但交流侧并非并联，具体而言，各TSFQC单元的两条直流支路分别同极性并联，分别共用同一只滤波电容(C1和C2)；两相TSFQC结构中，两个TSFQC单元的两双交流电压源有三种连接应用模式：1)两相移相模式下，两个TSFQC各单元Ⅰ、Ⅱ号支路所接的交流电压源等幅反相，并且两单元的同号对应的两个交流电压源幅度相等但相位差一定角度(比如典型的90°正交)；2)尤其是两相反相模式下，两个TSFQC单元同号对应的两个交流电压源要求等幅反相，即，e2Ⅰ＝-e1Ⅰ，e2Ⅱ＝-e1Ⅱ，并且Ⅰ、Ⅱ号支路各交流电压源也要求等幅反相对称，即ekⅡ＝-ekⅠ(k＝1,2)；3)双单相模式：将两相反相模式中的两个TSFQC单元之Ⅰ号支路对应的两个反相交流电压源ekⅠ(k＝1,2)合并为一个交流电压源eⅠ＝2e1Ⅰ，跨接于Ⅰ号对应的两交流端之间，此时交流支路中的两只滤波电感L1亦合并为一只且大小加倍；两个TSFQC单元之Ⅱ号对应的两个反相交流电压源ekⅡ(k＝1,2)也合并为一个交流电压源eⅡ＝2e1Ⅱ，跨接于Ⅱ号对应的两交流端之间，此时交流支路中的两只滤波电感L2亦合并为一只且大小加倍。概括而言，实际当中按Ⅰ、Ⅱ编号各以一个独立交流电压源跨接于同号对应的两交流端之间，同样各单元Ⅰ、Ⅱ号支路所接的交流电压源等幅反相，从而构成双单相交流对称FQC，此时同号两交流支路的两只滤波电感亦可以合并为一只。三相或N相TSFQC对称结构中，同号对应的各三个或N个交流电压源要求分别三相或N相对称，三相示例如图6所示。
利用图2a、2b所示双直-单交对称FQC作为拓扑单元，也完全可以如上进行类似于图5和图6所示组合应用，差异仅在于不是双交流，而是单交流侧组合。
实施例一：
若选择FQC的交流侧输入电源为工频50Hz、有效值220V电网正弦波电压，则对于传统的单相半桥式FQC而言，直流侧电压Ud取值范围下限值要求为：Udmin>2Ekm＝622V，实际当中要略高出一定裕量，通常推荐的裕量系数取1.12，则约为697V。而比较之下，本发明如图4所示双直-双交对称型FQC，若同样选择两个交流侧输入电源ekⅠ、ekⅡ亦均为工频50Hz、有效值220V电网正弦波电压，则两直流侧电压Ud1取值范围下限值要求为：Ud1min＝Ud2min>Ekm＝311V，实际当中也要略高出一定裕量，按照通常推荐的裕量系数取1.12，则约为348V，比传统的单相半桥式结构大幅度降低。
实施例二：
三相TSFQC应用于电动汽车六相交流电动机调速传动系统的典型实施案例系统结构如图6所示。该系统结构也可应用于光伏发电逆变并网或供电系统。
随着变频调速传动技术的迅速发展，六相交流电动机在工业和军事国防和航空航天等领域受到越来越多的关注和研究应用，尤其是在新能源电动汽车上的应用更显优势。
与三相交流感应电机比较，六相交流感应电机的优点主要有：
(1)随着相数的增多，空间谐波的最低次数增大、幅值减小。这样，一方面，在转子上感应出的转子电流，其谐波分量的最小频率增大、幅值降低，从而使转子损耗降低。另一方面，转矩脉动的最低次数也增大(即脉动频率增大)、幅值也减小，从而可以降低电机的机械共振和运行噪声。
(2)变频调速逆变器供电时，定子谐波电流较大，但由于六相感应电机的相数多，采用逆变器供电时，可供选择的空间矢量数目多。利用这一特点，可以采用更加灵活多样的适当控制算法，使定子谐波电流得到抑制。
(3)当电机的一相或几相出现故障(缺相或相间不平衡)时，气隙磁链畸变率较小，电机可以在降载(或者说限额)的情况下继续运行。另外，缺相时，六相交流感应电机不会象三相感应电机那样进入单相运行。这样，可采用适当的控制算法，使剩余各相电流平衡，维持气隙磁链仍为圆形，使电机重新稳定运行，电机及其系统的可靠性得到提高。
(4)对于同体积的电机，六相感应电机每安培的转矩输出提高。
(5)六相感应电机的制造工艺与三相异步电机比较，没有特别的地方，制造成本相当。
(6)六相感应电机系统的相电压较低，对电缆线的绝缘要求低，因而线径小，便于处理。
图6所示三相TSFQC用作逆变器，将电动汽车两组相同的蓄电池电压Ed1、Ed2逆变为六相对称交流电，Ed1、Ed2为三个TSFQC单元的双直流侧供电共享。TSFQC-A,B,C三个单元输出两组三相对称交流电压，作用于电动汽车六相交流电动机的双反星形六相对称绕组。TSFQC逆变器所输出的Ⅰ组ua1,ub1,uc1三相对称交流电压，以G1为参考地，接于双反星形对称绕组的正组；Ⅱ组ua2,ub2,uc2三相对称交流电压，以G2为参考地，各相分别与Ⅰ组对应反相，即ua2＝-ua1,ub2＝-ub1,uc2＝-uc1，接于双反星形对称绕组的反组。通过对TSFQC的三相SPWM控制实现电动汽车调速驱动。
该系统结构若应用于光伏发电逆变并网或供电系统，需要将图6所示两组三相对称交流电压经原边双反星形连接的变压器，并入三相交流电网或者供电给三相负荷。
鉴于TSFQC直流侧电压要求比传统的桥式FQC低得多，在实施光伏发电逆变时，毋需经过升压式DC/DC变换，可以将较低电压的光伏电池阵列分两组独立分别直接接到TSFQC两个对称直流侧Ed1、Ed2。其控制方式仍可采用与传统桥式FQC基本一致的双闭环控制系统。
设三相TSFQC逆变器六相对称输出的每相电压为220V，根据实施例一中考虑实际当中直流侧电压Ud1、Ud2取值范围下限值要高出一定裕量，Ud1min＝Ud2min取推荐值均为348V。
选用功率312W的单晶硅光伏组件，最大工作电压为39.2V，由两组光伏电池阵列供电的三相TSFQC并网逆变器，两直流侧工作电压Ed1、Ed2下限值均为348V，若选两组的额定功率160kW，可算得每组光伏阵列的串联数目为：348V/39.2V＝8.88，近似取整9块，核计直流工作电压为353V；按照额定功率确定每组光伏阵列组件块数：80000W÷312W＝256.4(块)，并列块数：256.4÷9＝28.4(块)，近似取整并联串数为29，则两组光伏电池板均取9×29阵列，261块，两组共需光伏电池板522块。
鉴于交、直流侧的多种性能要求，FQC属于一种典型的多变量非线性控制对象，需要对三相TSFQC施以光伏发电并网逆变双闭环控制系统，既要控制直流侧的电压Ud1、Ud2，又要控制交流侧的电流ik1、ik2的相位及瞬时波形和能流方向，达到光伏发电最大功率点的自动跟踪和逆变入网的效果。

Claims (8)

1.一种双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，包括双直流支路、双交流支路和双开关管交叉支路；
所述的双直流支路包括第一电容C1，C1两端作用的直流电压为Ud1，C1的正极性端与电压Ud1的正极性端一致；第二电容C2，C2两端作用的直流电压为Ud2，C2的正极性端与电压Ud2的正极性端一致；
所述的双交流支路包括第一电感L1和与之相串联的第一交流电压源ekⅠ，第二电感L2和与之相串联的第二交流电压源ekⅡ；两电感L1、L2流过的电流分别为ik1、ik2；ekⅠ的负参考极性端接第一电容C1的正极性端，该端设为第一参考地G1端，ekⅠ的正参考极性端接L1，L1的另一端接第二电容C2的正极性端；ekⅡ的负参考极性端接第二电容C2的负极性端，该端设为第二参考地G2端，ekⅡ的正参考极性端接L2，L2的另一端接第一电容C1的负极性端；
所述的双开关管交叉支路包括第一开关管T1及其反并联的第一二极管D1，第二开关管T2及其反并联的第二二极管D2；T1的集电极也接至第一电容C1的正极性端，即第一参考地G1端，T1的发射极也接至第二电容C2的负极性端，即第二参考地G2端，T2的集电极也接至第二电容C2的正极性端，T2的发射极也接至第一电容C1的负极性端。
2.根据权利要求1所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，两个交流电压源ekⅠ、ekⅡ为同频率、同幅度对称、相位相反，且均为低频率、幅度为Ekm的交流正弦电压；要求在稳态下直流侧平均电压Ud1、Ud2满足：Ud1＝Ud2>Ekm。
3.根据权利要求1所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，第一开关管T1和第二开关管T2采用相同的正弦型PWM控制方式，包括其正弦调制波的频率分别与两交流电压源ekⅠ、ekⅡ相同，相位满足分别与ekⅠ、ekⅡ同步和对交流侧电流ik1、ik2的控制要求。
4.根据权利要求1所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，两直流侧和两交流侧之间电能变换关系是双向可逆的，即，既能工作在双交输入-双直输出对称整流状态，又能工作在双直输入-双交输出对称逆变状态；在所述的双交输入-双直输出对称整流状态下，两电容C1、C2端电压Ud1、Ud2，以及分别与C1、C2所并联的负载均要求对称相等，均为无源负载等效阻抗，或者带有反电势的等效阻感负载。
5.根据权利要求1所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，该双直-双交对称型四象限变流器的整流状态会逆转为逆变状态，即，双直流支路分别以Ud1、Ud2作为输入直流电压源，各输入直流电压源分别与电容C1、C2并联，Ud1、Ud2的极性及幅值均符合电容C1、C2端电压的要求，双开关管交叉支路满足相应的正弦型PWM控制要求，能够将直流侧电压源Ud1、Ud2能量分别逆变到双交流支路，分别被交流电压源ekⅠ、ekⅡ所吸收，并分别通过交流电压源ekⅠ、ekⅡ反送至交流电网中。
6.根据权利要求1～5任一项所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，该变流器作为双直-双交对称型四象限变流TSFQC单元，N个TSFQC单元并联运行，N大于等于2，旨在扩大变换容量；N个TSFQC单元的两个直流支路分别同极性并联，分别共用同一只滤波电容；N个TSFQC单元并联结构中，为避免混淆，考虑将每个单元的两条交流支路及电压源ekⅠ、ekⅡ按Ⅰ、Ⅱ编号，则同号对应的各N个交流支路电压源相等，能够合并为1个交流电压源，但各交流支路电感L1或L2不能合并。
7.根据权利要求6所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，该变流器作为TSFQC单元，以两个、三个或者M个TSFQC单元分别构成两相、三相或者M相对称FQC，M>3；各TSFQC单元的两个直流支路分别同极性并联，分别共用同一只滤波电容；两相TSFQC结构中，两个TSFQC单元的两双交流电压源有三种连接应用模式：1)两相移相模式：两个TSFQC各单元Ⅰ、Ⅱ号支路所接的交流电压源等幅反相，并且两单元的同号对应的两个交流电压源幅度相等但相位差一定角度；2)两相反相模式：两个TSFQC单元同号对应的两个交流电压源要求等幅反相，即，e2Ⅰ＝-e1Ⅰ，e2Ⅱ＝-e1Ⅱ，并且Ⅰ、Ⅱ号支路各交流电压源也要求等幅反相对称，即ekⅡ＝-ekⅠ；3)双单相模式：将两相反相模式中的两个TSFQC单元之Ⅰ号支路对应的两个反相交流电压源ekⅠ合并为一个交流电压源eⅠ＝2e1Ⅰ，跨接于Ⅰ号对应的两交流端之间，此时交流支路中的两只滤波电感L1亦合并为一只且大小加倍；两个TSFQC单元之Ⅱ号对应的两个反相交流电压源ekⅡ也合并为一个交流电压源eⅡ＝2e1Ⅱ，跨接于Ⅱ号对应的两交流端之间，此时交流支路中的两只滤波电感L2亦合并为一只且大小加倍，k＝1或2；三相或M相TSFQC对称结构中，同号对应的各三个或M个交流电压源要求分别三相或M相对称。
8.根据权利要求1～5任一项所述的双直-双交对称型四象限变流器，其特征在于，第一开关管T1和第二开关管T2选用IGBT或VDMOSFET快速全控型器件，第一二极管D1和第二二极管D2采用高压快恢复电力二极管，第一电容C1和第二电容C2选用容量较大的电容器，有无极性均可，第一电感L1和第二电感L2选用空芯电感，或者选用适合频率较高的铁氧体、非晶态合金作导磁介质的磁芯电感；在两开关管PWM开关频率较高的情况下，第一电感L1和第二电感L2以交流支路中提供ekⅠ、ekⅡ的变压器或交流电机的漏感来取代。
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