JP2013252038A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】ソフトスイッチングを維持したまま各種電圧源間の電力転送を行う。
【解決手段】電力変換器は、スナバ付きスイッチ１１及び第１直流電圧源１２を有する第１電源回路１と、スナバ付きスイッチ２１及び第２直流電圧源２２を有し、第１電源回路１１に逆並列接続された第２電源回路２と、第１電源回路に１並列接続されたインダクタ３と、を備える。スナバ付きスイッチ１１，２１のスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされない。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧源間で電力転送を行う電力変換器に関するものである。

従来、直流電圧源間の電力転送を行う電力変換回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。図９は、２つの直流電圧源間の電力転送を行う従来の電力変換回路の一例を示す図である。以下、図９の回路の動作原理を説明する。第１電源回路１は、第１スナバ付きスイッチ１１と第１直流電圧源１２とで構成され、第２電源回路２は、第２スナバ付きスイッチ２１と第２直流電圧源２２とで構成される。第１電源回路１、第２電源回路２、及びインダクタ３は並列接続される。スナバ付きスイッチとは、単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続しさらにコンデンサを並列接続したものである。

図９に示す電力変換回路では、第１スナバ付きスイッチ１１の第１スイッチング素子Ｑ_１をオンすると、第１直流電圧源１２の電圧Ｅ_１がインダクタ３の両端に印加され、インダクタ３の電流Ｉは図の矢印の方向に増加する。この時、第１直流電圧源１２からインダクタ３に電力が転送されることになる。その後、第１スイッチング素子Ｑ_１をオフとする。この時、第１スナバ付きスイッチ１１には第１コンデンサＣ_１が並列に接続されているため、第１スナバ付きスイッチ１１の両端電圧の上昇率は低減され零電圧でのスイッチングとなり、損失の非常に小さいスイッチングとなる。その後インダクタ３の電流によって第１コンデンサＣ_１が徐々に充電され、第１コンデンサＣ_１の電圧が第１直流電圧源１２の電圧Ｅ_１と第２直流電圧源２２の電圧Ｅ_２との和にまで至る。同時にインダクタ３の電流によって第２スナバ付きスイッチ２１の第２コンデンサＣ_２が放電され、該電圧が零となる。

次にインダクタ３の電流は、第２スナバ付きスイッチ２１の第２ダイオードＤ_２を介して、第２直流電圧源２２を充電する方向に流れるので、インダクタ３から第２直流電圧源２２に電力が転送されることになる。この状態でインダクタ３にはＥ_２の逆電圧が印加されているのでインダクタ３の電流は減少し零に至る。第２ダイオードＤ_２に電流が流れている状態において、第２スナバ付きスイッチ２１の第２スイッチング素子Ｑ_２はオン・オフのどちらでもよいが、スイッチング素子Ｑ_２がＦＥＴの場合はオンした方が第２スナバ付きスイッチ２１の導通損失を小さくすることができる。インダクタ３の電流が零となると、ダイオードＤ_２には電流が流れなくなり、第２スイッチング素子Ｑ_２もオフするが、第１コンデンサＣ_１の電圧によりインダクタ３には逆電圧が印加され続けるので、インダクタ３の電流は図の矢印とは反対方向に流れ、第１コンデンサＣ_１が放電し、第１コンデンサＣ_１の電圧が零となる。第１コンデンサＣ_１の電圧が零となった時点で第１スイッチング素子Ｑ_１をオンさせることで、零電圧及び零電流でのスイッチングとなり、この時のスイッチング損失が零となる。

以上の繰り返しで第１直流電圧源１２から第２直流電圧源２２への電力転送が実現できる。また、第２直流電圧源２２から第１直流電圧源１２への電力転送は、同様に第２スイッチング素子Ｑ_２をオン・オフすることで実現でき、該スイッチング時の損失も非常に小さくすることが可能である。以上より、第１直流電圧源１２と第２直流電圧源２２との間の双方向への電力変換ができ、電流や電圧の時間的変化率が抑制されたソフトスイッチングなので、電磁波ノイズを抑制でき、スイッチング損失も小さくできる。

また、従来、交流電圧源と直流電圧源との間の電力転送を行う電力変換回路が知られている（例えば、特許文献２参照）。図１１は、３相交流電圧源と直流電圧源との間の電力転送を行う従来の電力変換器の一例を示す図である。以下、図１１の回路の動作原理を説明する。３相フルブリッジコンバータ８３は、交流リアクトル（ＡＣＬ）８２を介して３相交流電圧源８に接続されている。また３相フルブリッジコンバータ８３の出力はコンデンサ８５に接続されているので、コンデンサ８５との間で電力転送ができる。しかし、コンデンサ８５の電圧は３相交流電圧源８の線間電圧最大値よりも低くすることができないため、昇降圧チョッパ８４を用いて、コンデンサ８５と直流電圧源２３との間の電力転送を行っている。つまり、交流リアクトル８２と３相フルブリッジコンバータ８３とコンデンサ８５と昇降圧チョッパ８４とによって、３相交流電圧源と任意の電圧の直流電圧源との間の電力転送が実現できている。

図１２は、単相交流電圧源と直流電圧源との間の電力転送を行う従来の電力変換器の一例を示す図である。以下、図１２の回路の動作原理を説明する。単相交流電圧源８１の電圧は、全波整流器５５で整流されてソフトスイッチ５６がオンすることでインダクタ３に印加される。するとインダクタ３の電流は図の方向に増加するので、単相交流電圧源８１の電力がインダクタ３に蓄えられる。次にソフトスイッチ５６がオフする。この時ソフトスイッチ５６内のコンデンサによってソフトスイッチ５６の両端の電圧の上昇率が抑制されるので、スイッチング損失が零の零電圧スイッチングとなる。ソフトスイッチ５６内のコンデンサの電圧が上昇して、全波整流器５５の出力電圧と第２直流電圧源２２の電圧との和となるとダイオード５７がオンしてインダクタ３の電流が第２直流電圧源２２に流れるので、インダクタ３の電力が第２直流電圧源２２に転送される。この時インダクタ３には、第２直流電圧源２２の電圧が逆方向に印加されることになるので、インダクタ３の電流は減少し、零に至る。その後、再度ソフトスイッチ５６をオンする。この場合は、スイッチング損失が零の零電流スイッチングとなる。以上の動作を繰り返すことで、単相交流電圧源８１から第２直流電圧源２２へスイッチング損失を発生することなく電力が転送される。

特開２００６−１３６１２５号公報 特開２００３−３４８８３４号公報

図９に示した従来の電力変換回路は、前述したように、インダクタ３の電流が第２スナバ付きスイッチ２１を介して第２直流電圧源２２を充電する方向に流れている状態から零になった時点に、第２スイッチング素子Ｑ_２をオフ状態としている。従って、その時点からの経過時間をｔとすると、第１コンデンサＣ_１の電圧は、Ｖ_Ｃ１＝Ｅ_１＋Ｅ_２・ｃｏｓ（ω・ｔ）で表される。ここで、ωはインダクタ３のインダクタンスと第１コンデンサＣ_１や第２コンデンサＣ_２との共振角周波数であり、Ｅ_１は第１直流電圧源１２の電圧であり、Ｅ_２は第２直流電圧源２２の電圧である。前述したように、第１スイッチング素子Ｑ_１はＶ_Ｃ１＝０となった時にオンするとしているが、Ｅ_１＞Ｅ_２の場合はＶ_Ｃ１＝０となる瞬間が現れないのでオンできず、もし強制的に第１スイッチング素子Ｑ_１をオンさせると、第１コンデンサＣ_１の両端電位が急峻に零となることからソフトスイッチングでなくなり、大きな電磁波ノイズやスイッチング損失が発生するという問題がある。第２直流電圧源２２から第１直流電圧源１２へ電力を転送する場合も、Ｅ_２＞Ｅ_１の時に同様の問題が生じる。

また、図１１に示した従来の電力変換回路は、３相フルブリッジコンバータ８３や昇降圧チョッパ８４のスイッチング素子のスイッチング時点において、必ずしもスイッチング素子の両端電圧が零であったり流れている電流が零であったりしない。そのためハードスイッチングとなり、大きな電磁波ノイズやスイッチング損失が発生するという問題がある。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、電圧の大小関係によらずソフトスイッチングが維持されたまま、直流、３相交流、又は単相交流の１次電圧源と、直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換器は、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の間で双方に電力を転送する電力変換器であって、単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続し、コンデンサを並列接続したスナバ付きスイッチ、及び該スナバ付きスイッチに前記スイッチング素子と順方向となるように直列接続された直流電圧源を有する第１電源回路と、前記スナバ付きスイッチ、及び前記直流電圧源を有し、前記第１電源回路に逆並列接続された第２電源回路と、前記第１電源回路に並列接続されたインダクタと、を備え、前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされないことを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換器において、前記第１電源回路は前記直流電圧源の負極と前記ダイオードのアノードが接続され、かつ、前記第２電源回路は前記直流電圧源の負極と前記ダイオードのアノードが接続されているか、又は前記第１電源回路は前記直流電圧源の正極と前記ダイオードのカソードが接続され、かつ、前記第２電源回路は前記直流電圧源の正極と前記ダイオードのカソードが接続されていることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換器において、前記インダクタに代えて、前記第１電源回路に並列接続されたトランスを備え、前記第１電源回路は、前記トランスの１次巻線が並列接続され、前記第２電源回路は、前記トランスの２次巻線が逆並列接続されていることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換器において、コンデンサ及び負荷の並列回路にダイオードを直列に接続した１以上の負荷回路を更に備え、前記トランスは、複数の２次巻線を有しており、前記第１電源回路は、前記トランスの１次巻線が並列接続され、前記第２電源回路は、該第２電源回路の直流電圧源をコンデンサとし、前記トランスの２次巻線の１つが逆並列接続され、前記第１電源回路の直流電圧源の負極、及び前記第２電源回路の直流電圧源の負極は短絡接続され、前記トランスの残りの２次巻線に、それぞれ前記負荷回路が逆並列接続されていることを特徴とする。

また、本発明に係る電力変換器において、３相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続した逆導通スイッチ、及び前記逆導通スイッチにコンデンサを並列接続したスナバ付きスイッチを有し、前記逆導通スイッチの各ダイオード同士又はカソード同士が接続された単スナバ付き双方向スイッチを３つ備え、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各正端子は短絡接続して正極端子とされ、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各負端子は３相交流電圧源の各相に接続された正極選択器と、前記単スナバ付き双方向スイッチを３つ備え、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各負端子は短絡接続して負極端子とされ、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各正端子は前記３相交流電圧源の各相に接続された負極選択器と、前記スナバ付きスイッチ及び直流電圧源を有し、該スナバ付きスイッチのスイッチング素子と該直流電圧源とが順方向となるように直列接続され、該直流電圧源の正極は前記負極選択器の負極端子に接続され、該直流電圧源の負極は該スナバ付きスイッチを介して前記正極選択器の正極端子に接続された電源回路と、前記電源回路に並列に接続されたインダクタと、を備え、前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされないことを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換器において、前記インダクタに代えてトランスを備え、前記トランスの１次巻線に前記正極選択器の正極端子、及び前記負極選択器の負極端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記電源回路が逆並列接続されていることを特徴とする。

また、本発明に係る電力変換器は、単相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続した逆導通スイッチ２つを逆向きに直列接続した双方向スイッチと、前記逆導通スイッチ、及び該逆導通スイッチにコンデンサを並列接続したスナバ付きスイッチを有し、逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士又はカソード同士が接続された単スナバ付き双方向スイッチとを有し、該単スナバ付き双方向スイッチの正端子は、該双方向スイッチの一方の端子と短絡接続して正極端子とされ、該単スナバ付き双方向スイッチの負端子は、該双方向スイッチの他方の端子とともに単相交流電圧源の各端子に接続された単相正極選択器と、前記双方向スイッチと、前記単スナバ付き双方向スイッチとを有し、該単スナバ付き双方向スイッチの負端子は、該双方向スイッチの一方の端子と短絡接続して負極端子とされ、該単スナバ付き双方向スイッチの正端子は、前記単相正極選択器の単スナバ付き双方向スイッチの負端子に接続され、該双方向スイッチの他方の端子は、前記単相正極選択器の双方向スイッチの前記単相交流電圧源との接続端子に接続された単相負極選択器と、前記スナバ付きスイッチ及び直流電圧源を有し、該スナバ付きスイッチのスイッチング素子と該直流電圧源とが順方向となるように直列接続され、前記単相正極選択器の正極端子と前記単相負極選択器の負極端子間に逆並列接続された電源回路と、前記電源回路に並列に接続されたインダクタと、を備え、前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされないことを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換器において、前記インダクタに代えてトランスを備え、 前記トランスの１次巻線に前記単相正極選択器の正極端子、及び前記単相負極選択器の負極端子が接続され、前記トランスの２次巻線に前記電源回路が逆並列接続されていることを特徴とする。

さらに、本発明に係る電力変換器において、前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるか否かは、前記スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れなくなってからの経過時間により判定されることを特徴とする。

本発明によれば、直流、３相交流、又は単相交流の１次電圧源と、直流の２次電圧源との間で双方向に電力転送できる電力変換器において、電圧の大小関係によらずソフトスイッチングが維持でき、電磁波ノイズやスイッチング損失を大幅に低減することができる。

本発明の実施例１の電力変換回路の第１の態様を表した回路図である。 本発明の実施例１の電力変換回路の第２の態様を表した回路図である。 本発明の実施例２の電力変換器を表した回路図である。 本発明の実施例３の電力変換器を表した回路図である。 本発明の実施例４の電力変換器を表した回路図である。 本発明の実施例５の電力変換器を表した回路図である。 本発明の実施例６の電力変換器を表した回路図である。 本発明の実施例７の電力変換器を表した回路図である。 従来の直流電圧源間の電力変換回路の一例を表した回路図である。 スイッチングとインダクタ電流との関係を表した図である。 従来の３相交流電圧源と直流電圧源間の電力変換回路の一例を表した回路図である。 従来の単相交流電圧源と直流電圧源間の電力変換回路の一例を表した回路図である。 ３相交流電圧源の各相電圧波形例を示す図である。

本発明の実施例を表した図１から図８に基づいて、各実施例について以下で詳細に説明する。なお、図中では各スイッチング素子のゲート電圧を制御するゲート駆動回路の図示は省略する。

図１は、本発明の実施例１の電力変換回路の第１の態様を表した回路図である。図２は、本発明の実施例１の電力変換回路の第２の態様を表した回路図である。実施例１の電力変換回路は、第１電源回路１と、第２電源回路２と、第１電源回路１に並列接続されたインダクタ３とを備える。第１電源回路１は、第１スナバ付きスイッチ１１と、第１直流電圧源１２とを備え、第２電源回路２は、第２スナバ付きスイッチ２１と、第２直流電圧源２２とを備える。この電力変換器は、第１直流電圧源１２及び第２直流電圧源２２の間で双方に電力を転送する。

第１スナバ付きスイッチ１１は、単方向の電流をスイッチング可能な第１スイッチング素子Ｑ_１に第１ダイオードＤ_１を逆並列接続した第１逆導通スイッチに第１コンデンサＣ_１を並列接続したスイッチである。第１スナバ付きスイッチ１１には第１直流電圧源１２が直列接続され、第１スイッチング素子Ｑ_１及び第１直流電圧源１２が順方向となるように接続される。

第２スナバ付きスイッチ２１は、単方向の電流をスイッチング可能な第２スイッチング素子Ｑ_２に第２ダイオードＤ_２を逆並列接続した第２逆導通スイッチに第２コンデンサＣ_２を並列接続したスイッチである。第２スナバ付きスイッチ２１には第２直流電圧源２２が直列接続され、第２スイッチング素子Ｑ_２及び第２直流電圧源２２が順方向となるように接続される。

実施例１の電力変換回路は、図９に示した従来の電力変換回路と同じ構成としてもよいが、図１に示すように第１直流電圧源１２の負極と第１ダイオードＤ_１のアノードを接続し、かつ、第２直流電圧源２２の負極と第２ダイオードＤ_２のアノードを接続した構成とするか、又は、図２に示すように第１直流電圧源１２の正極と第１ダイオードＤ_１のカソードを接続し、かつ、第２直流電圧源２２の正極と第２ダイオードＤ_２のカソードを接続した構成とするのが好適である。

このような構成をとることにより、図１の回路において、第２スナバ付きスイッチ２１のゲート駆動回路の電位である第２ダイオードＤ_２のアノードの電位からみた、第１スナバ付きスイッチ１１のゲート駆動回路の電位である第１ダイオードＤ_１のアノードの電位との電位差は、第１直流電圧源１２の電圧をＥ_１とし第２直流電圧源２２の電圧をＥ_２とすると、−Ｅ_１〜Ｅ_２の範囲となり、従来の最大電位差Ｅ_１＋Ｅ_２よりも小さくなる。従って、第１スナバ付きスイッチ１１及び第２スナバ付きスイッチ２１のゲート駆動回路間の絶縁距離を短くすることができる。

また、同様に図２の回路において、第２スナバ付きスイッチ２１のゲート駆動回路の電位である第２ダイオードＤ_２のアノードの電位からみた、第１スナバ付きスイッチ１１のゲート駆動回路の電位である第１ダイオードＤ_１のアノードの電位との電位差は、第１直流電圧源１２の電圧をＥ_１とし第２直流電圧源２２の電圧をＥ_２とすると、−Ｅ_２〜Ｅ_１の範囲となり、従来の最大電位差Ｅ_１＋Ｅ_２よりも小さくなる。従って、図１の場合と同様に、第１スナバ付きスイッチ１１及び第２スナバ付きスイッチ２１のゲート駆動回路間の絶縁距離を短くすることができる。

すなわち、各スイッチング素子のゲート駆動回路間の電位差の絶対値の最大値が、各直流電圧源の電圧の最大値となり、図９に示した従来の電力変換回路よりも、両者のゲート駆動回路間の絶縁距離を小さくすることができる。

第１スイッチング素子Ｑ_１は、第１ダイオードＤ_１がオンしている状態でターンオンし、その後第１スイッチング素子Ｑ_１の電流と同じインダクタ３の電流Ｉが、図１や図２の矢印方向に最小オフ電流Ｉ_１Ｆ以上流れた状態にならないと第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフしないようにし、同様に、第２スイッチング素子Ｑ_２は、第２ダイオードＤ_２がオンしている状態でターンオンし、その後第２スイッチング素子Ｑ_２の電流と同じインダクタ３の電流Ｉが図１や図２の矢印と反対方向に最小オフ電流Ｉ_２Ｆ以上流れた状態にならないと第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフしないようにする。これを繰り返すことで、Ｅ_１とＥ_２の大小関係に関係なく各スイッチング素子のソフトスイッチングを維持することができる。

図１０は、上記ソフトスイッチング時の波形を示す図である。ここでは、第１直流電圧源１２から第２直流電圧源２２に電力を転送する場合を示している。第１スイッチング素子Ｑ_１がオン状態でインダクタ電流Ｉが上昇する。Ｉ＞Ｉ_１Ｆとなった時点でターンオフ条件は満たすが、第１直流電圧源１２から第２直流電圧源２２に電力を転送する場合なので転送電力相応の電流に到達したｔ_１時点で、Ｉ＞Ｉ_１Ｆなのでターンオフ条件を満たしていることから第１スイッチング素子Ｑ_１をオフする。この直前の第１スイッチング素子Ｑ_１の両端電圧であるＶｃ_１は零であり、その後の電圧変化は、第１コンデンサＣ_１によって緩やかなので、零電圧でのターンオフとなる。ｔ_１からｔ_２の間では、インダクタ３の電流Ｉにより、第１コンデンサＣ_１の電圧Ｖｃ_１が緩やかにＥ_１＋Ｅ_２まで上昇し、第２コンデンサＣ_２の電圧Ｖｃ_２がＥ_１＋Ｅ_２から０にまで減少する。

ｔ_２の時点でインダクタ３の電流Ｉは０になっていないので、第２ダイオードＤ_２がオンする。すると、第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオン条件が満たされるので、第２スイッチング素子Ｑ_２をオンする。この時は、第２スイッチング素子Ｑ_２に電流は流れず第２スイッチング素子Ｑ_２の両端の電位差も零なので、零電流及び零電圧でのスイッチングとなる。インダクタ３には、矢印方向とは逆のＥ_２の電圧が印加されているので、インダクタ３の電流Ｉは減少し、ｔ_３時点で零となる。しかし、第２スイッチング素子Ｑ_２がオン状態なので、同じ傾きで矢印と逆方向に電流は増加し始める。

その後、ｔ_４時点でインダクタ３の電流Ｉが第２スナバ付きスイッチ２１の最小オフ電流Ｉ_２Ｆ以上となり、第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオフ条件を満たすので、第２スイッチング素子Ｑ_２をオフする。この直前の第２スイッチング素子Ｑ_２の両端電圧であるＶｃ_２は零であり、その後の電圧変化は、第２コンデンサＣ_２によって緩やかなので、零電圧でのターンオフとなる。その後、ｔ_５の時点で第１ダイオードＤ_１がオンするので、第１スイッチング素子Ｑ_１のターンオン条件が満たされるのでスイッチング素子Ｑ_１をオンする。この場合も、零電流及び零電圧でのスイッチングとなる。

第１スイッチング素子Ｑ_１がターンオンできるためには第１ダイオードＤ_１がオンできなければならず、そのためには、Ｖｃ_１＝０となる必要がある。そのための第２スナバ付きスイッチ２１の最小オフ電流Ｉ_２Ｆは、以下の方法で求められる。第１スイッチング素子Ｑ_１オフの状態で第２スイッチング素子Ｑ_２がターンオフしたｔ_４時、Ｉ＝−Ｉ_２Ｆ、Ｖｃ_１＝Ｅ_１＋Ｅ_２、Ｖｃ_２＝０の状態であり、その後Ｉ＝０となった時点でＶｃ_１＝０、Ｖｃ_２＝Ｅ_１＋Ｅ_２となる条件を求めればよい。

ｔ_４の時点のインダクタ３に蓄えられたエネルギーＷ_Ｌは、インダクタ３のインダクタンスをＬとすると、Ｗ_Ｌ＝Ｌ・Ｉ_２Ｆ ^２／２である。第１コンデンサＣ_１に蓄えられたエネルギーＷｃ_１は、第１コンデンサＣ_１の静電容量をＣｓ_１とすると、Ｗｃ_１＝Ｃｓ_１・(Ｅ_１＋Ｅ_２)^２／２であり、第２コンデンサＣ_２に蓄えられたエネルギーＷ_Ｃ２は第２コンデンサＣ_２の静電容量をＣｓ_２とすると、Ｗ_Ｃ２＝０である。Ｉ＝０となった時点で、それらはＷ_Ｌ＝０、Ｗｃ_１＝０、Ｗ_Ｃ２＝Ｃｓ_２・(Ｅ_１＋Ｅ_２)^２／２と変化し、第１直流電圧源１２にはＷ_１＝Ｅ_１・Ｃｓ_１・(Ｅ_１＋Ｅ_２)のエネルギーが充電され、第２直流電圧源２２からはＷ_２＝Ｅ_２・Ｃｓ_２・(Ｅ_１＋Ｅ_２)のエネルギーが放電される。エネルギー保存の法則により、ｔ_４時点とＩ＝０時点でのエネルギーは一致することから、最小オフ電流Ｉ_２Ｆは式（１）により導出される。同様に、最小オフ電流Ｉ_１Ｆは式（２）により導出される。

つまり、第２スイッチング素子Ｑ_２をターンオフするとき、インダクタ３の電流をＩ_２Ｆ以上流した状態であれば、必ず第１ダイオードＤ_１がオンするようになり、それによって第１スイッチング素子Ｑ_１を零電圧でターンオンできるようになる。なおＥ_１＜Ｅ_２の場合はＩ_２Ｆ＝０でよい。同様に、第１スイッチング素子Ｑ_１をターンオフするとき、インダクタ３の電流をＩ_１Ｆ以上流した状態であれば、必ず第２ダイオードＤ_２がオンするようになり、それによって第２スイッチング素子Ｑ_２を零電圧でターンオンできるようになる。なおＥ_２＜Ｅ_１の場合はＩ_１Ｆ＝０でよい。

第１スイッチング素子Ｑ_１に流れている電流が、第１スナバ付きスイッチ１１の最小オフ電流Ｉ_１Ｆ以上流れているか否かは、例えば、インダクタ３の電流を検出する電流検出器の出力を使用するか、第１スナバ付きスイッチ１１の電流を検出する電流検出器の出力を使用することにより判定することができる。しかし、電流検出器は比較的高価である。

そこで、例えばダイオードの順方向電圧降下を利用して、ダイオードのオン・オフ状態を検出するダイオード状態検出器により第１ダイオードＤ_１のオン・オフを検出するようにしてもよい。第１ダイオードＤ_１がオフした時点がインダクタ３の電流が零の瞬間であり、その後電流はＥ_１／Ｌの傾きで上昇することから、第１ダイオードＤ_１がオフした時点から式（３）のｔ_１Ｆの時間が経過したら、第１スイッチング素子Ｑ_１の電流が最小オフ電流Ｉ_１Ｆ以上になっていると判断できる。経過時間の判定は、例えばゲート駆動回路により行う。

同様に、ダイオード状態検出器で第２ダイオードＤ_２のオフ時点を検出し、それからの経過時間が式（４）のｔ_２Ｆを超えれば、第２スイッチング素子Ｑ_２の電流が最小オフ電流Ｉ_２Ｆ以上になっていると判断できる。つまり、電流ではなく、ダイオードに電流が流れなくなってからの経過時間で第１スイッチング素子Ｑ_１又は第２スイッチング素子Ｑ_２のターンオフ条件を決定することができる。

上述したように、スナバ付きスイッチ１１，２１の各ダイオードＤ_１，Ｄ_２に電流が流れている（Ｄ_１，Ｄ_２がオンになっている）時に各スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２をターンオンさせ、スナバ付きスイッチ１１，２１の各スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の電流が各スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の最小オフ電流Ｉ_１Ｆ，Ｉ_２Ｆを超えるまでは各スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２をターンオフさせないようにすることにより、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２がターンオンする時は必ずそのスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の両端電位差が零の状態とすることができる。かくして、第１直流電圧源１２、第２直流電圧源２２の電圧の大小に関係なくソフトスイッチングを維持することができるようになる。

また、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の電流が最小オフ電流Ｉ_１Ｆ，Ｉ_２Ｆを超えるか否かは、スナバ付きスイッチ１１，２１のダイオードＤ_１，Ｄ_２に電流が流れなくなってからの経過時間により判定することにより、比較的高価な電流検出器を使用することなく、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２を制御することができるようになる。

図３は、本発明の実施例２の電力変換器を表した回路図である。実施例２の電力変換器は、図１に示した実施例１の電力変換器と比較して、図１のインダクタ３の代りにトランス４を備え、トランス４によって第１直流電圧源１２と第２直流電圧源２２が電気的に絶縁されている点が相違する。

実施例２の電力変換器の動作原理は実施例１の電力変換器と同じである。ただし、第２スナバ付きスイッチ２１の最小オフ電流Ｉ_２Ｆは、第２スイッチング素子Ｑ_２がターンオフするためのトランス４の２次巻線に流れる電流の最小値であり、式（５）により導出される。

同様に、第１スナバ付きスイッチ１１の最小オフ電流Ｉ_１Ｆは、第１スイッチング素子Ｑ_１がターンオフするためのトランス４の１次巻線に流れる電流最小値であり、式（６）により導出される。

ここで、ｎ_１はトランス４の１次巻線の巻数であり、ｎ_２はトランス４の２次巻線の巻数であり、Ｌ_１はトランス４の１次自己インダクタンスであり、Ｌ_２はトランス４の２次自己インダクタンスである。なお、Ｅ_１＜Ｅ_２・ｎ_１／ｎ_２の場合はＩ_２Ｆ＝０となり、Ｅ_１＞Ｅ_２・ｎ_１／ｎ_２の場合はＩ_１Ｆ＝０となる。

また、実施例２の電力変換器では、ｔ_１Ｆは式（７）により導出され、ｔ_２Ｆは式（８）により導出される。

上述したように、実施例２の電力変換器は、実施例１の電力変換器のインダクタ３の代りにトランス４を使用する。そのため、ソフトスイッチングが維持されたまま、トランス４により第１直流電圧源１２と第２直流電圧源２２を電気的に絶縁することができるという更なる効果を有する。

図４は、本発明の実施例３の電力変換器を表した回路図である。実施例３の電力変換器は、図３に示した実施例２の電力変換器と比較して、複数の負荷回路を更に備え、トランス５が複数の２次巻線を有する点が相違する。図４では、負荷回路を２つの場合を示している。第１の負荷回路は、負荷３３及びコンデンサ３２の並列接続にダイオード３１が直列接続された回路であり、第２の負荷回路は、負荷４３及びコンデンサ４２の並列接続にダイオード４１が直列接続された回路である。

第１電源回路１は、第１スナバ付きスイッチ１１と、第１直流電圧源１２を備え、第２電源回路２は、第２スナバ付きスイッチ２１と、コンデンサである第２直流電圧源２３とを備える。第１直流電圧源１２の負極と第２直流電圧源２３の負極は短絡接続される。また、第１電源回路１は、トランス５の１次巻線５１に接続され、第２電源回路２はトランス５の２次巻線５２に第１電源回路１と逆方向に接続され、トランス５の残りの２次巻線５３，５４にはそれぞれ負荷回路が逆並列接続される。

第１スナバ付きスイッチ１１と第２スナバ付きスイッチ２１の各スイッチング素子の動作は、実施例１，２の電力変換器と同じであり、それによって第１直流電圧源１２から第２直流電圧源２３の電力転送が行われる。実施例３の電力変換器では、それと同時に第１直流電圧源１２からコンデンサ３２やコンデンサ４２も電力が転送され、それらに並列接続されている負荷３３，４３に電力が供給される。

トランス５の１次巻線５１の巻数をｎ_１、２次巻線５２の巻数をｎ_２、２次巻線５３の巻数をｎ_３、２次巻線５４の巻数をｎ_４とし、コンデンサである第２直流電圧源２３の電圧をＥ_２とすると、コンデンサ３２の電圧はｎ_３・Ｅ_２／ｎ_２となり、コンデンサ４２の電圧はｎ_４・Ｅ_２／ｎ_２となる。従って、コンデンサである第２直流電圧源２３の電圧を制御することでコンデンサ３２の電圧やコンデンサ４２の電圧を制御可能である。

上述したように、実施例３の電力変換器は、スイッチング素子の数は実施例１，２の電力変換器と同じ２つのままであり、ソフトスイッチングを維持したままで、負荷３３，４３のような新たな電力転送先を追加することができる。すなわち、ソフトスイッチングが維持されたまま、スナバ付きスイッチの数を増やすことなく、電力転送先を複数得ることができるようになる。

図５は、本発明の実施例４の電力変換器を表した回路図である。実施例４の電力変換器は、図１に示した実施例１の電力変換器と比較して、図１の第１電源回路１の代わりに、３相交流電圧源８、正極選択器６、及び負極選択器７を備える点が相違する。正極選択器６の正極端子、及び負極選択器７の負極端子には、インダクタ３及び第２電源回路２が並列に接続される。この電力変換器は、３相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する。

正極選択器６は、３つの単スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３で構成される。単スナバ付き双方向スイッチとは、単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続した逆導通スイッチに、スナバ付きスイッチを逆向きに直列接続したものである。逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士又はカソード同士は接続される。図５では、逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士を接続した場合を示している。

本明細書においては、逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士が接続された単スナバ付き双方向スイッチの場合は、スナバ付きスイッチに含まれるダイオードのカソードを該単スナバ付き双方向スイッチの「負端子」と称し、他方のダイオードのカソードを該単スナバ付き双方向スイッチの「正端子」と称し、逆導通スイッチの各ダイオードのカソード同士が接続された単スナバ付き双方向スイッチの場合は、スナバ付きスイッチに含まれるダイオードのアノードを該単スナバ付き双方向スイッチの「正端子」と称し、他方のダイオードのアノードを該単スナバ付き双方向スイッチの「負端子」と称する。

３つの単スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３の各正端子は短絡接続されて正極端子となる。また、３つの単スナバ付き双方向スイッチ６１，６２，６３の各負端子は３相交流電圧源８のＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子にそれぞれ接続される。

同様に、負極選択器７は、３つの単スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３で構成される。３つの単スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３の各負端子は短絡接続されて負極端子となる。また、３つの単スナバ付き双方向スイッチ７１，７２，７３の各正端子は３相交流電圧源８のＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子にそれぞれ接続される。

図１３は、３相交流電圧源８出力の各相電圧波形を表しており、電圧位相が０〜３０度の範囲を領域Ｒ_１とし、電圧位相が３０〜６０度の範囲を領域Ｒ_２とし、電圧位相が６０〜９０度の範囲を領域Ｒ_３としている。

領域Ｒ_１では、Ｕ相電圧が唯一正の値であり、Ｖ相とＷ相の電圧が負の値である。従って、正極選択器６は、Ｕ相に接続されている単スナバ付き双方向スイッチ６１の２つのスイッチング素子Ｑ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵのみをオンとし、他の相に接続されている単スナバ付き双方向スイッチ６２，６３のスイッチング素子Ｑ_ＶＰ，Ｑ_ＰＶ，Ｑ_ＷＰ，Ｑ_ＰＷはオフ状態として、３相交流電圧源８のＵ相電圧を正極選択器６の正極端子に接続する。

一方、負極選択器７が、３相交流電圧源８のＷ相を選択して負極端子に接続する場合は、単スナバ付き双方向スイッチ７１，７２のスイッチング素子Ｑ_ＵＮ ，Ｑ_ＮＵ，Ｑ_ＶＮ，Ｑ_ＮＶはオフとし、単スナバ付き双方向スイッチ７３の逆導通スイッチのスイッチング素子Ｑ_ＷＮをオンした状態とした上で、単スナバ付き双方向スイッチ７３のスナバ付きスイッチを実施例１の電力変換器の第１スナバ付きスイッチ１１と同様に動作させ、スナバ付きスイッチ２１も同様に動作させることで、３相交流電圧源８のＵ−Ｗ相間と直流電圧源２２との電力転送が、ソフトスイッチングによって可能となる。

つまり、図１０に示したように、単スナバ付き双方向スイッチ７３のスナバ付きスイッチのダイオード、及び電源回路２のスナバ付きスイッチ２１のダイオードに電流が流れている時に各スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２をターンオンさせ、該スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２の電流が各スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２の最小オフ電流Ｉ_１Ｆ，Ｉ_２Ｆを超えるまでは各スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２をターンオフさせないようにすることにより、スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２がターンオンする時は必ずそのスイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２の両端電位差が零の状態とすることができ、ソフトスイッチングを維持することができるようになる。

また、スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２の電流が最小オフ電流Ｉ_１Ｆ，Ｉ_２Ｆを超えるか否かは、単スナバ付き双方向スイッチ７３のスナバ付きスイッチのダイオード、及び電源回路２のスナバ付きスイッチ２１のダイオードに電流が流れなくなってからの経過時間により判定することにより、比較的高価な電流検出器を使用することなく、スイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２を制御することができるようになる。

同様に、負極選択器７が、３相交流電圧源８のＶ相を選択する場合は、単スナバ付き双方向スイッチ７１，７３のスイッチング素子Ｑ_ＵＮ，Ｑ_ＮＵ，Ｑ_ＷＮ，Ｑ_ＮＷはオフとし、単スナバ付き双方向スイッチ７２の逆導通スイッチのスイッチング素子Ｑ_ＶＮをオンした状態とした上で、単スナバ付き双方向スイッチ７２のスナバ付きスイッチを図１の第１スナバ付きスイッチ１１と同様に動作させ、第２スナバ付きスイッチ２１も同様に動作させることで、３相交流電圧源８のＵ−Ｖ相間と直流電圧源２２との電力転送が、ソフトスイッチングによって可能となる。

上記のＵ−Ｗ相間と直流電圧源２２との電力転送モードと、Ｕ−Ｖ相間と直流電圧源２２との電力転送モードとの切り替えは、スナバ付きスイッチ２１がオン状態の時に、Ｑ_ＶＮとＱ_ＷＮのオン状態を切り替えることで行える。スナバ付きスイッチ２１がターンオンした時に、単スナバ付き双方向スイッチ７１のコンデンサは直流電圧源２２の電圧であるＥ_２に充電され、単スナバ付き双方向スイッチ７２のコンデンサはＵ−Ｖ相間電圧＋Ｅ_２に充電され、単スナバ付き双方向スイッチ７３のコンデンサは、Ｕ−Ｗ相間電圧＋Ｅ_２に充電された状態となっているので、スイッチング素Ｑ_ＶＮ，Ｑ_ＷＮの両端電位差は零となり、その状態でＱ_ＶＮ，Ｑ_ＷＮオン状態を切り替えても電圧源短絡等が発生することないソフトスイッチングができる。

領域Ｒ_２では、Ｗ相電圧が唯一負の値であり、Ｕ相とＶ相の電圧が正の値である。従って、負極選択器７は、Ｗ相に接続している単スナバ付き双方向スイッチ７３の２つのスイッチング素子Ｑ_ＷＮ，Ｑ_ＮＷのみをオンとし、他の相に接続している単スナバ付き双方向スイッチ７１，７２のスイッチング素子Ｑ_ＵＮ，Ｑ_ＮＵ，Ｑ_ＶＮ，Ｑ_ＮＶはオフ状態として、３相交流電圧源８のＷ相電圧を負極選択器７の負極端子に接続する。一方、正極選択器６は、３相交流電圧源８のＵ相かＶ相を選択して、正極端子に接続する。この正極選択器６によるＵ相やＶ相の選択は、領域Ｒ_１で負極選択器７がＶ相やＷ相を選択する場合と同様にソフトスイッチングとなる。

領域Ｒ_１から領域Ｒ_２への切替は、領域Ｒ_１でのＵ−Ｗ相間と直流電圧源２２との電力転送モードでのスイッチング素子Ｑ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵ，Ｑ_ＷＮ，Ｑ_ＮＷのオン状態を、領域Ｒ_２の領域でのＵ−Ｗ相間と直流電圧源２２との電力転送モードでのスイッチング素子Ｑ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵ，Ｑ_ＷＮ，Ｑ_ＮＷのオン状態とみなすことで行える。つまり、領域Ｒ_１でＵ−Ｗ相間と直流電圧源２２との電力転送モード（スイッチング素子Ｑ_ＵＰ，Ｑ_ＰＵ，Ｑ_ＷＮがオン状態でスイッチング素子Ｑ_ＮＷ，Ｑ_２がスイッチングをしている状態）でＱ_ＮＷがオンした後に、スイッチング素子Ｑ_ＵＰをオフすることで、領域Ｒ_２のＵ−Ｗ相間と直流電圧源２２との電力転送モード（スイッチング素子Ｑ_ＷＮ，Ｑ_ＮＷ，Ｑ_ＰＵがオン状態でスイッチング素子Ｑ_ＵＰ，Ｑ_２がスイッチングをしている状態）に切り替えられる。この場合もソフトスイッチングを維持できる。以上より、ハードスイッチングすることなく電力転送ができることから、図１１に示した従来の電力変換器よりも電磁波ノイズを小さくすることができる。

３相交流電圧源８の電源電流を力率１の正弦波状とするには、例えば、領域Ｒ_１で、負極選択器７がＶ相とＷ相を選択する時間的配分を、電源電圧位相θに応じて式（９）のようにすることで達成できる。

ここで、Ｔ_Ｌは絶対値の小さい電圧相（領域Ｒ_１，Ｒ_２ではＶ相、領域Ｒ_３，Ｒ_４ではＵ相）を選択している時間であり、Ｔ_Ｈは絶対値の大きい電圧相（領域Ｒ_１ではＷ相、領域Ｒ_２ではＵ相、領域Ｒ_３ではＶ相）を選択している時間である。θは領域の添え字が奇数番号の領域では、領域切替ポイントからの位相であり、偶数番号の領域では、３０度から領域切替ポイントからの位相を引いたものである。また、３相交流電圧源８の電源電流の高調波成分を小さくするために、３相交流電圧源８に高調波抑制の為のリアクトルとコンデンサによるフィルタを挿入することが望ましい。なお、このフィルタは図１１の交流リアクトル８２より小さくなるので、図１１に示した従来の電力変換器よりも体積と重量で大きくなることはない。

図１１に示した従来の電力変換器では、３相フルブリッジコンバータ８３や昇降圧チョッパ８４のスイッチング素子のスイッチング時点において、必ずしもスイッチング素子の両端電圧が零であったり流れている電流が零であったりしないのでハードスイッチングとなりスイッチング損失が発生する。スイッチング損失はスイッチング周波数に比例するので、システムの効率を上げるためにスイッチング周波数を高くできない。すると、交流リアクトル８２や昇降圧チョッパ８４内のインダクタに流れるリップル電流を抑制するために、交流リアクトル８２や昇降圧チョッパ８４内のインダクタのインダクタンスを大きくする必要があり、従って、交流リアクトル８２や昇降圧チョッパ８４内のインダクタの大きさが大きくなるという問題がある。

しかし、実施例４の電力変換器によれば、上述したようにソフトスイッチングが可能となるため、スイッチング周波数を上げることができ、インダクタの大きさを小さくすることができるようになる。しかも、交流リアクトルが不要になる。また、ソフトスイッチングが可能となるため、図１１に示した従来の電力変換器よりも電磁波ノイズを小さくすることができるようになる。

図６は、本発明の実施例５の電力変換器を表した回路図である。実施例５の電力変換器は、図５に示した実施例４の電力変換器と比較して、図５のインダクタ３の代わりにトランス４を備え、トランス４によって３相交流電圧源８と直流電圧源２２を電気的に絶縁する点が相違する。実施例５の電力変換器の動作原理は、実施例４の電力変換器と同じであるので、説明を省略する。

図１１に示した従来の電力変換器では、３相交流電圧源８と直流電圧源２３との電気的絶縁が困難である。電気的絶縁をするために、３相交流電圧源８と交流リアクトル８２との間にトランスを挿入することが考えられるが、このトランスは３相交流電圧源８の周波数で一般的には５０又は６０Ｈｚのような低周波数対応となるので、体積及び重量が大きくなるという問題がある。

しかし、実施例５の電力変換器によれば、上述したようにソフトスイッチングを実現できるため、高周波数用の小型のトランスを適用でき、体積や重量を大きくすることなく、３相交流電圧源８と直流電圧源２２とを電気的に絶縁することができるようになる。

図７は、本発明の実施例６の電力変換器を表した回路図である。実施例６の電力変換器は、図１に示した実施例１の電力変換器と比較して、図１の第１電源回路１の代わりに、単相交流電圧源８１、単相正極選択器９１、及び単相負極選択器９６を備える点が相違する。この電力変換器は、単相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する。

単相正極選択器９１は、逆導通スイッチ２つを逆向きに直列接続した双方向スイッチ９２と、単スナバ付き双方向スイッチ９３で構成される。同様に、単相負極選択器９６は、双方向スイッチ９４と、単スナバ付き双方向スイッチ９５で構成される。双方向スイッチ９２，９４、及び単スナバ付き双方向スイッチ９３，９５は、逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士又はカソード同士が接続される。図７では、逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士を接続した場合を示している。

単スナバ付き双方向スイッチ９３の正端子は、双方向スイッチ９２の一方の端子と短絡接続して単相正極選択器９１の正極端子とされ、単スナバ付き双方向スイッチ９３の負端子は、双方向スイッチ９２の他方の端子とともに単相交流電圧源８１の各端子に接続される。単スナバ付き双方向スイッチ９５の負端子は、双方向スイッチ９４の一方の端子と短絡接続して単相負極選択器９６の負極端子とされ、単スナバ付き双方向スイッチ９５の正端子は、単スナバ付き双方向スイッチ９３の負端子に接続され、双方向スイッチ９４の他方の端子は、双方向スイッチ９２の単相交流電圧源８１との接続端子に接続される。単相正極選択器９１の正極端子と単相負極選択器９６の負極端子とにインダクタ３、及び電源回路２が並列に接続される。

単相交流電圧源８１の双方向スイッチ９２との接続端子の電位が、単相交流電圧源８１の単スナバ付き双方向スイッチ９３との接続端子の電位よりも高い（Ｖ_１＞０）場合は、双方向スイッチ９２のスイッチング素子Ｑ_ＸＰ，Ｑ_ＰＸをオンとし、双方向スイッチ９４のスイッチング素子のＱ_ＸＮ，Ｑ_ＮＸと単スナバ付き双方向スイッチ９３のスイッチング素子Ｑ_ＺＰ，Ｑ_ＰＺをオフとし、単スナバ付き双方向スイッチ９５の逆導通スイッチＱ_ＺＮをオンとすることで、単スナバ付き双方向スイッチ９５のスナバ付きスイッチを実施例１の電力変換器の第１スナバ付きスイッチ１１とみなすことができ、単相交流電圧源８１と直流電圧源２２との間でソフトスイッチングによる電力転送ができる。

つまり、図１０に示したように、単スナバ付き双方向スイッチ９５のスナバ付きスイッチのダイオード、及び電源回路２のスナバ付きスイッチ２１のダイオードに電流が流れている時に各スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２をターンオンさせ、該スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２の電流が各スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２の最小オフ電流Ｉ_１Ｆ，Ｉ_２Ｆを超えるまでは各スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２をターンオフさせないようにすることにより、スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２がターンオンする時は必ずそのスイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２の両端電位差が零の状態とすることができるので、ソフトスイッチングを維持することができるようになる。

また、スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２の電流が最小オフ電流Ｉ_１Ｆ，Ｉ_２Ｆを超えるか否かは、単スナバ付き双方向スイッチ９５のスナバ付きスイッチのダイオード、及び電源回路２のスナバ付きスイッチ２１のダイオードに電流が流れなくなってからの経過時間により判定することにより、比較的高価な電流検出器を使用することなく、スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２を制御することができるようになる。

同様に、Ｖ_１＜０の場合は、双方向スイッチ９４のスイッチング素子Ｑ_ＸＮ，Ｑ_ＮＸをオンとし、双方向スイッチ９２のスイッチング素子のＱ_ＸＰ，Ｑ_ＰＸと単スナバ付き双方向スイッチ９５のスイッチング素子Ｑ_ＺＮ，Ｑ_ＮＺをオフとし、単スナバ付き双方向スイッチ９３の逆導通スイッチＱ_ＰＺをオンとすることで、単スナバ付き双方向スイッチ９３のスナバ付きスイッチを実施例１の電力変換器の第１スナバ付きスイッチ１１とみなすことができ、単相交流電圧源８１と直流電圧源２２との間でソフトスイッチングによる電力転送ができる。

単相交流電圧源８１の瞬時値の絶対値が小さい（Ｖ_１の絶対値が所定値Ｅ_Ｌ以下となる）場合は、電力転送ができなくなることから、スイッチングを停止する必要がある。Ｖ_１＞Ｅ_Ｌでは、スイッチング素子Ｑ_ＸＰ，Ｑ_ＰＸ，Ｑ_ＺＮがオンしてスイッチング素子Ｑ_ＺＰ，Ｑ_ＰＺ，Ｑ_ＸＮ，Ｑ_ＮＸがオフした状態で、スイッチング素子Ｑ_ＮＺ，Ｑ_２がスイッチング状態となっている。その後Ｖ_１＜Ｅ_Ｌに以降すると、スイッチング素子Ｑ_２がオン状態でスイッチング素子Ｑ_ＸＰ，Ｑ_ＰＸ，Ｑ_ＺＮを同時にオフした後に、スイッチング素子Ｑ_ＸＮ，Ｑ_ＮＸを同時にオンする。これらのスイッチングでは対象スイッチに電流が流れていないので、スイッチング損失は発生しない。この時点で単スナバ付き双方向スイッチ９５のコンデンサＣ_ＮＺの電圧はＥ_Ｌ＋Ｅ_２に充電されており、スイッチング素子Ｑ_ＺＮがオンしない限りこの電圧が下がることはない。

Ｖ_１＜−Ｅ_Ｌとなると、スイッチング素子Ｑ_ＰＺをオンする。この時まで単スナバ付き双方向スイッチ９３のコンデンサＣ_ＺＰは前回のＶ_１＜−Ｅ_ＬでのスイッチングでＥ_Ｌ＋Ｅ_２に充電されているので、スイッチング素子Ｑ_ＰＺをオンすることでインダクタ３を介してＣ_ＺＰが放電される。その後Ｃ_ＺＰの電圧が零となり、インダクタ３の電流がＣ_ＺＰの並列ダイオードを流れるようになるので、コンデンサＣ_ＺＰに並列接続されたスイッチング素子Ｑ_ＺＰを零電圧でターンオンできる。以上の手順でＶ_１＜−Ｅ_Ｌでのスイッチングが開始される。その後、Ｖ_１＞−Ｅ_Ｌとなり、Ｖ_１＞Ｅ_Ｌとなるが、その時も上記と同様な動作とすれば、全てのスイッチのスイッチングにおいてソフトスイッチングが達成される。従って、ソフトスイッチングが維持されたまま、単相交流電圧源と直流電圧源間の双方向の電力転送ができることとなる。

単相交流電圧源８１の電源電流を力率１の正弦波状とするには、転送電力量を単相交流電圧源８１の瞬時電圧の２乗に比例させるように制御すればよい。また、単相交流電圧源８１の電源電流の高調波成分を小さくするために単相交流電圧源８１に高調波抑制の為のリアクトルとコンデンサによるフィルタを挿入することが望ましい。

図１２に示した従来の電力変換器では、単相交流電圧源８１から直流電圧源２２への電力転送はできるが、直流電圧源２２から単相交流電圧源８１への電力転送ができないという問題がある。

しかし、実施例６の電力変換器によれば、上述したようにソフトスイッチングが維持されたまま、双方向の電力転送を実現することができるようになる。

図８は、本発明の実施例７の電力変換器を表した回路図である。実施例７の電力変換器は、図７に示した実施例６の電力変換器と比較して、図７のインダクタ３の代りにトランス４を備え、トランス４によって単相交流電圧源８１と直流電圧源２２が電気的に絶縁されている点が相違する。実施例７の電力変換器の動作原理は実施例６の電力変換器と同じであるので、説明を省略する。

上述の各実施例は、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、図１から図８に示した第１直流電圧源１２や第２直流電圧源（直流電圧源）２２，２３は、比較的静電容量の大きなコンデンサで代用可能であり、これらに負荷が並列に接続されていてもよい。

直流電圧間の電力転送は、例えば電気自動車において、バッテリとモータ駆動や発電機用インバータとの間で行われたり、バッテリと電気２重層コンデンサとの間で行われたりしており、ソフトスイッチングによる高周波数化で、インダクタの小型化を図ることができる。また、バッテリとインバータ間との絶縁を図ることでシステム全体の安全性向上となる。交流電圧と直流電圧間の電力転送は、例えば風力発電のインバータと系統電圧との間で行われており、ソフトスイッチングによる電磁ノイズ低減や、高周波数化による装置の小型化、及び絶縁によりシステム全体の安全性向上となる。

１ 第１電源回路
２ 第２電源回路（電源回路）
１１ 第１スナバ付きスイッチ
２１ 第２スナバ付きスイッチ（スナバ付きスイッチ）
１２ 第１直流電圧源
２２，２３ 第２直流電圧源（直流電圧源）
３ インダクタ
４，５ トランス
６ 正極選択器
７ 負極選択器
８ ３相交流電圧源
５５ 全波整流器
５６ ソフトスイッチ
６１，６２，６３，７１，７２，７３，９３，９５ 単スナバ付き双方向スイッチ
８１ 単相交流電圧源
８２ 交流リアクトル
８３ ３相フルブリッジコンバータ
８４ 昇降圧チョッパ
９１ 単相正極選択器
９６ 単相負極選択器
９２，９４ 双方向スイッチ

Claims (9)

1. 第１直流電圧源及び第２直流電圧源の間で双方に電力を転送する電力変換器であって、
   単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続し、コンデンサを並列接続したスナバ付きスイッチ、及び該スナバ付きスイッチに前記スイッチング素子と順方向となるように直列接続された直流電圧源を有する第１電源回路と、
   前記スナバ付きスイッチ、及び前記直流電圧源を有し、前記第１電源回路に逆並列接続された第２電源回路と、
   前記第１電源回路に並列接続されたインダクタと、を備え、
   前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされないことを特徴とする電力変換器。
2. 前記第１電源回路は前記直流電圧源の負極と前記ダイオードのアノードが接続され、かつ、前記第２電源回路は前記直流電圧源の負極と前記ダイオードのアノードが接続されているか、又は
   前記第１電源回路は前記直流電圧源の正極と前記ダイオードのカソードが接続され、かつ、前記第２電源回路は前記直流電圧源の正極と前記ダイオードのカソードが接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換器。
3. 前記インダクタに代えて、前記第１電源回路に並列接続されたトランスを備え、
   前記第１電源回路は、前記トランスの１次巻線が並列接続され、
   前記第２電源回路は、前記トランスの２次巻線が逆並列接続されていることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力変換器。
4. コンデンサ及び負荷の並列回路にダイオードを直列に接続した１以上の負荷回路を更に備え、
   前記トランスは、複数の２次巻線を有しており、
   前記第１電源回路は、前記トランスの１次巻線が並列接続され、
   前記第２電源回路は、該第２電源回路の直流電圧源をコンデンサとし、前記トランスの２次巻線の１つが逆並列接続され、
   前記第１電源回路の直流電圧源の負極、及び前記第２電源回路の直流電圧源の負極は短絡接続され、
   前記トランスの残りの２次巻線に、それぞれ前記負荷回路が逆並列接続されていることを特徴とする、請求項３に記載の電力変換器。
5. ３相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、
   単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続した逆導通スイッチ、及び前記逆導通スイッチにコンデンサを並列接続したスナバ付きスイッチを有し、前記逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士又はカソード同士が接続された単スナバ付き双方向スイッチを３つ備え、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各正端子は短絡接続して正極端子とされ、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各負端子は３相交流電圧源の各相に接続された正極選択器と、
   前記単スナバ付き双方向スイッチを３つ備え、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各負端子は短絡接続して負極端子とされ、該３つの単スナバ付き双方向スイッチの各正端子は前記３相交流電圧源の各相に接続された負極選択器と、
   前記スナバ付きスイッチ及び直流電圧源を有し、該スナバ付きスイッチのスイッチング素子と該直流電圧源とが順方向となるように直列接続され、該直流電圧源の正極は前記負極選択器の負極端子に接続され、該直流電圧源の負極は該スナバ付きスイッチを介して前記正極選択器の正極端子に接続された電源回路と、
   前記電源回路に並列に接続されたインダクタと、を備え、
   前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされないことを特徴とする電力変換器。
6. 前記インダクタに代えてトランスを備え、
   前記トランスの１次巻線に前記正極選択器の正極端子、及び前記負極選択器の負極端子が接続され、
   前記トランスの２次巻線に前記電源回路が逆並列接続されていることを特徴とする、請求項５に記載の電力変換器。
7. 単相交流電圧源及び直流電圧源の間で双方向に電力を転送する電力変換器であって、
   単方向の電流をスイッチング可能なスイッチング素子にダイオードを逆並列接続した逆導通スイッチ２つを逆向きに直列接続した双方向スイッチと、
   前記逆導通スイッチ、及び該逆導通スイッチにコンデンサを並列接続したスナバ付きスイッチを有し、逆導通スイッチの各ダイオードのアノード同士又はカソード同士が接続された単スナバ付き双方向スイッチとを有し、
   該単スナバ付き双方向スイッチの正端子は、該双方向スイッチの一方の端子と短絡接続して正極端子とされ、該単スナバ付き双方向スイッチの負端子は、該双方向スイッチの他方の端子とともに単相交流電圧源の各端子に接続された単相正極選択器と、
   前記双方向スイッチと、前記単スナバ付き双方向スイッチとを有し、
   該単スナバ付き双方向スイッチの負端子は、該双方向スイッチの一方の端子と短絡接続して負極端子とされ、該単スナバ付き双方向スイッチの正端子は、前記単相正極選択器の単スナバ付き双方向スイッチの負端子に接続され、該双方向スイッチの他方の端子は、前記単相正極選択器の双方向スイッチの前記単相交流電圧源との接続端子に接続された単相負極選択器と、
   前記スナバ付きスイッチ及び直流電圧源を有し、該スナバ付きスイッチのスイッチング素子と該直流電圧源とが順方向となるように直列接続され、前記単相正極選択器の正極端子と前記単相負極選択器の負極端子間に逆並列接続された電源回路と、
   前記電源回路に並列に接続されたインダクタと、を備え、
   前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子は、該スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れている時にターンオンされ、該スイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるまではターンオフされないことを特徴とする電力変換器。
8. 前記インダクタに代えてトランスを備え、
   前記トランスの１次巻線に前記単相正極選択器の正極端子、及び前記単相負極選択器の負極端子が接続され、
   前記トランスの２次巻線に前記電源回路が逆並列接続されていることを特徴とする、請求項７に記載の電力変換器。
9. 前記スナバ付きスイッチのスイッチング素子の電流が最小オフ電流を超えるか否かは、前記スナバ付きスイッチのダイオードに電流が流れなくなってからの経過時間により判定されることを特徴とする、請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換器。

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