CN113872451B - 谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器 - Google Patents

谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，包括以下步骤：对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；利用输入电压和输出电压计算电压增益；利用电压增益计算原边电路在谐振频率下的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；根据副边电流计算谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；根据开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号，控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。本申请仅用电压增益计算出两个移相角，然后通过频率控制调整电路的输出电流，使电路的控制变得简单，计算量小。本申请还提供一种控制器和一种变换器。

Description

谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器。
背景技术
近年由于电动汽车充电、光伏储能等行业的兴起，DC/DC变换器越来越受到人们的重视。特别是双有源桥式DC/DC变换器，可以通过变压器实现原副边电气隔离，是DC/DC变换器中的研究热点。
不过，当前DAB（Dual Active Bridge，双有源桥式）变换电路存在一些缺陷，比如电路的电压增益范围小、某些工况下开关器件的软开关失效等。
为解决上述问题，现有的一种改进方案为在DAB变换电路中加入LC谐振电路，同时对该带谐振网络的DAB变换电路，或采用频率控制，或采用移相控制，或根据输入输出电压大小和功率大小，分成不同的工作区间，每个区间择优使用移相控制或频率控制。采用以上控制的DAB变换电路可以获得更宽的工作范围和/或更高的效率，但是计算量比较大，控制复杂。
发明内容
本申请目的是提供一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、装置及变换器，解决现有技术中使用变频移相方式调节谐振型双有源桥式变换电路计算量大，控制复杂的问题。
一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，所述方法包括以下步骤：
对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
利用所述电压增益计算所述原边电路在谐振频率下的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；
根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
根据所述开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号，控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
进一步的，利用所述电压增益计算谐振频率下所述原边电路的桥内移相角，以及，原边电路和副边电路之间的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差的步骤包括：
获取谐振电感电流和谐振电容电压在时域内的关系式；
以原边桥臂中点电压的正值为基准值，对谐振电感电流的关系式和谐振电容电压的关系式的中的电压和电流进行标幺化，获得谐振电感电流与谐振电容电压的关系式；
根据谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及每个正弦半波周期中实时的原边桥臂中点电压和副边桥臂中点电压获得不同时刻的谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系；
将所述谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系几何图形化，根据几何关系得到所述谐振频率下的桥内移相角和相角差。
进一步的，当电压增益小于1时，所述谐振频率下的桥内移相角
Figure 982674DEST_PATH_IMAGE002
和相角差
Figure 773913DEST_PATH_IMAGE004
为：
Figure 446203DEST_PATH_IMAGE005
其中，H3的值由死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边桥臂中点电压的正值为基准值的标幺值。
进一步的，当电压增益大于或等于1时，所述谐振频率下的桥内移相角
Figure 272076DEST_PATH_IMAGE002
和相角差
Figure 778144DEST_PATH_IMAGE004
为：
Figure 322258DEST_PATH_IMAGE006
其中，H3的值由死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边桥臂中点电压的正值为基准值的标幺值。
进一步的，根据所述开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号的步骤包括根据所述开关频率以及在谐振频率下的桥内移相角
Figure 673604DEST_PATH_IMAGE002
和相角差
Figure 619564DEST_PATH_IMAGE004
计算在所述开关频率下的桥内移相角
Figure 30954DEST_PATH_IMAGE008
和桥间移相角
Figure 62363DEST_PATH_IMAGE010
，在所述开关频率下的桥内移相角
Figure 951822DEST_PATH_IMAGE008
和桥间移相角
Figure 17867DEST_PATH_IMAGE010
分别为：
Figure 600158DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 130583DEST_PATH_IMAGE012
其中，
Figure 89312DEST_PATH_IMAGE013
为谐振腔的谐振频率，
Figure 744284DEST_PATH_IMAGE014
为开关管的开关频率。
进一步的，所述根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率的步骤包括：
将所述副边电流与所述参考电流进行比较，获得误差放大值，根据所述误差放大值计算所述开关频率。
进一步的，所述原边电路包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂中的上开关管与第二桥臂中的下开关管导通信号相差一个桥内移相角，第一桥臂中的下开关管与第二桥臂中的上开关管导通信号相差一个桥内移相角。
进一步的，所述副边电路包括第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂中的上开关管和第四桥臂中的下开关管同时开关，所述第三桥臂中的下开关管和第四桥臂中的上开关管同时开关，所述第一桥臂的上开关管与所述第三桥臂的上开关管的导通信号相差一个桥间移相角。
本申请还提供一种控制器，用于控制谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，所述控制器包括：
采样单元，分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
电压增益计算单元，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
移相角计算单元，利用电压增益计算谐振频率下的原边电路的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；
开关频率计算单元，根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
PWM生成单元，根据开关频率和谐振频率下的桥内移相角以及桥间移相角产生控制信号，所述控制信号用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
本申请还提供一种变换器，所述变换器包括：
谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及原副边分别包括至少一个绕组的变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与所述变压器的原边绕组电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，所述副边电路与所述变压器的副边绕组一一对应，每个所述副边电路的交流侧与对应的副边绕组电性连接；
控制器，所述控制器执行本申请提供的谐振型双有源桥式变换电路的控制方法。
与现有技术相比，本发明谐振型双有源桥式变换电路采用移相控制和频率控制相结合控制方式，采用时域分析法获得谐振电容电压和谐振电感电流的关系式，并将所述谐振电容电压和谐振电感电流的关系几何图形化，根据几何图形获得仅和电压增益相关的谐振频率下的桥内移相角和桥间移相角与桥内移相角之间的相角差，根据谐振频率下的桥内移相角和相角差，计算开关频率下的桥内移相角和桥间移相角，根据桥内移相角、桥间移相角以及计算出的开关频率对变换电路进行控制，使电路中各开关实现ZVS，提高工作效率，同时电压增益的范围广、控制自由度高。本发明控制简单，计算量小，高效实用。
进一步的，提供了一种包括多个副边电路且副边电路的直流侧并联的变换器，可以防止在大功率场合低压侧（副边）开关器件的电流应力过大的问题。
附图说明
图1为本申请提供的变换器示意图；
图2为本申请提供的控制器示意图；
图3为本申请提供的谐振型双有源桥式变换电路的等效电路示意图；
图4为本申请提供的电压增益M＜1时，一个周期内开关管的控制信号及变换器的电压电流波形示意图；
图5为本申请提供的电压增益M<1时，不同时间段内谐振电容电压
Figure 497476DEST_PATH_IMAGE016
和谐振电感电流
Figure 503478DEST_PATH_IMAGE018
的关系示意图；
图6为变压器原副边分别有两个绕组的谐振型双有源桥式变换电路结构示意图；
图7为变压器原副边分别有多个绕组的谐振型双有源桥式变换电路结构示意图。
具体实施方式
以下将结合附图所示的具体实施方式对本发明进行详细描述，但这些实施方式并不限制本发明，本领域的普通技术人员根据这些实施方式所做出的结构、方法、或功能上的变换均包含在本发明的保护范围内。
如图1所示，为本申请提供的变换器示意图。变换器包括谐振型双有源桥式变换电路以及控制器。其中，谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、副边电路、变压器以及谐振腔。通过控制器对谐振型双有源桥式变换电路的工作状态进行控制。
其中，原边电路的直流侧与输入\输出源U1电性连接，原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边绕组电性连接。副边电路的交流侧与变压器的副边绕组电性连接，副边电路的直流侧与输入\输出源U2电性连接。
如图1所示，原边电路包括第一全桥和稳压电容C1，第一全桥包括第一桥臂和第二桥臂。其中，第一桥臂包括第二开关管Q2和第四开关管Q4，第二开关管Q2和第四开关管Q4的连接点作为第一桥臂的中点，第一桥臂的中点作为原边电路交流侧的第一端。第二开关管Q2作为第一桥臂的上开关管，第四开关管Q4作为第一桥臂的下开关管。第二桥臂包括串联的第一开关管Q1和第三开关管Q3，第一开关管Q1和第三开关管Q3的连接点作为第二桥臂的中点，第二桥臂的中点作为原边电路交流侧的第二端。第一开关管Q1作为第二桥臂的上开关管，第三开关管Q3作为第二桥臂的下开关管，第二桥臂的中点和第一桥臂的中点之间提供原边桥臂中点电压Up。
第一开关管Q1至第四开关管Q4可以为MOS管或IGBT，具体的，本申请MOS管为例说明，此时，第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极连接并作为原边电路的直流侧正端，与输入\输出源U1的正极电性连接。第一开关管Q1的源极和第三开关管Q3的漏极连接，连接点作为第二桥臂的中点，第二开关管Q2的源极与第四开关管Q4的漏极相连，连接点作为第一桥臂的中点。第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的源极作为原边电路的直流侧负端，与输入\输出源U1的负极电性连接。第一开关管Q1至第四开关管Q4的栅极分别与控制器连接，根据控制器提供的控制信号导通和关断。
稳压电容C1与第一桥臂并联，用于稳定原边电路直流侧的电压。谐振腔包括串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。其中谐振电容Cr的一端与第二桥臂的中点相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与变压器的原边绕组的一端电性连接，变压器原边绕组的另一端与第一桥臂的中点电性连接。
如图1所示，副边电路包括第二全桥和稳压电容C2，第二全桥包括并联的第三桥臂和第四桥臂，其中，第三桥臂包括第五开关管S1和第六开关管S3，第四桥臂包括串联的第七开关管S2和第八开关管S4；第五开关管S1与第六开关管S3的连接点作为第三桥臂的中点，第七开关管S2和第八开关管S4的连接点作为第四桥臂的中点，第三桥臂的中点作为副边电路交流侧的第一端，第四桥臂的中点作为副边电路交流侧的第二端。第五开关管S1作为第三桥臂的上开关管，第六开关管S3作为第三桥臂的下开关管，第七开关管S2作为第四桥臂的上开关管，第八开关管S4作为第四桥臂的下开关管，第三桥臂的中点和第四桥臂的中点之间提供副边桥臂中点电压Us。
第五开关管S1至第八开关管S4为MOS管或IGBT，本申请MOS管为例说明，第五开关管S1的漏极和第七开关管S2的漏极连接并作为副边电路的直流侧正端，与输入\输出源U2的正极电性连接。第五开关管S1的源极与第六开关管S3的漏极相连，连接点作为第三桥臂的中点。第六开关管S3的源极和第八开关管S3的源极连接并作为第三桥臂的副边电路的直流侧负端，与输入\输出源U2的负极电性连接。
第五开关管S1至第八开关管S4的栅极分别与控制器连接，根据控制器提供的控制信号导通和关断。
稳压电容C2与第三桥臂并联，用于稳定副边电路直流侧的电压。在副边电路中，副边电路交流侧的第一端与变压器副边绕组的一端电性连接，副边电路交流侧的第二端与变压器副边绕组的另一端电性连接。作为一种可选的实现方式，副边电路交流侧可以与变压器的副边绕组之间串联一个电容。
控制器根据原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流对第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4进行移相和调频控制，产生控制第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4的控制信号，控制第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4的导通与关断。
具体的，控制器对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压进行采样，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压，计算电压增益，利用所述电压增益计算所述原边电路的桥内移相角
Figure 319DEST_PATH_IMAGE020
，以及，利用所述电压增益、谐振电容的电压峰值和原边电路的死区时间计算原边电路和副边电路之间的桥间移相角
Figure 775377DEST_PATH_IMAGE010
与原边电路的桥内移相角
Figure 433891DEST_PATH_IMAGE008
之间的相角差
Figure 927189DEST_PATH_IMAGE022
，采样副边电路的副边电流，根据所述副边电流计算开关频率，根据所述开关频率以及所述桥内移相角
Figure 962142DEST_PATH_IMAGE020
、相角差
Figure 857285DEST_PATH_IMAGE022
计算实际的原边电路的所述桥间移相角
Figure 686701DEST_PATH_IMAGE010
和桥内移相角
Figure 808241DEST_PATH_IMAGE008
，根据所述桥内移相角
Figure 771518DEST_PATH_IMAGE008
、桥间移相角
Figure 990009DEST_PATH_IMAGE010
以及开关频率产生控制信号，控制第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4的导通与关断。
对于谐振型双有源桥式变换电路，作为一种可选的实现方式，第一全桥的第一开关管Q1和第三开关管Q3互补导通，第二开关管Q2和第四开关管Q4互补导通。为了保证同一桥臂的开关管之间无直通风险，在互补导通的开关管之间设置死区。第一开关管Q1和第四开关管Q4的导通信号相差一个桥内移相角
Figure 521485DEST_PATH_IMAGE008
。第二开关管Q2和第三开关管Q3的导通信号也相差一个桥内移相角
Figure 599162DEST_PATH_IMAGE008
。
作为一种可选的实现方式，第二全桥中第五开关管S1和第七开关管S3互补导通，第六开关管S2和第八开关管S4互补导通。且第五开关管S1和第八开关管S4同时导通与关断，第六开关管S2和第七开关管S3同时导通与关断。在互补导通的开关管之间设置死区。
由于第一桥臂的第一开关管Q1和第四开关管Q4管的导通信号相差一个桥内移相角
Figure 100551DEST_PATH_IMAGE008
，第一全桥的第一开关管Q1的开通信号与第二全桥的第五开关管S1开通信号相差一个桥间移相角
Figure 704707DEST_PATH_IMAGE010
，因此在开关频率下，原边桥臂中点电压Up与副边桥臂中点电压Us相位相差相角
Figure 141505DEST_PATH_IMAGE024
。
通过控制桥间移相角
Figure 831112DEST_PATH_IMAGE010
、桥内移相角
Figure 11558DEST_PATH_IMAGE008
可以控制功率流向，功率可以从原边电路向副边电路传递，也可以从副边电路向原边电路传递。
图2示出本发明实施例的控制器的示意性框图，如图2所示，所述控制器包括：
采样单元，分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
电压增益计算单元，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
移相角计算单元，利用电压增益计算原边电路的桥内移相角
Figure 204642DEST_PATH_IMAGE020
，以及，桥间移相角
Figure 812341DEST_PATH_IMAGE010
与桥内移相角
Figure 989244DEST_PATH_IMAGE008
之间的相角差
Figure 707801DEST_PATH_IMAGE022
；
误差放大模块，将副边电流与参考电流
Figure 286550DEST_PATH_IMAGE026
相比较，获得误差放大值；
开关频率计算单元，根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
PWM生成单元，根据开关频率和桥内移相角
Figure 65150DEST_PATH_IMAGE020
以及相角差
Figure 729350DEST_PATH_IMAGE022
产生控制信号PWM1-PWM8，分别用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
具体的，开关频率计算单元包括误差放大模块和PI控制模块，误差放大模块将副边电流与参考电流
Figure 110653DEST_PATH_IMAGE026
相比较，获得误差放大值，PI控制模块根据误差放大值计算开关频率。
PWM生成单元根据桥内移相角
Figure 419274DEST_PATH_IMAGE020
、相角差
Figure 493410DEST_PATH_IMAGE022
以及开关频率，获得实际原边电路的桥内移相角
Figure 254692DEST_PATH_IMAGE008
以及实际原边电路的桥间移相角
Figure 705265DEST_PATH_IMAGE010
，根据开关频率和实际原边电路的桥内移相角
Figure 868393DEST_PATH_IMAGE008
以及桥间移相角
Figure 113430DEST_PATH_IMAGE010
产生控制信号PWM1-PWM8，控制信号PWM1-PWM4分别用于控制第一开关管Q1至第四开关管Q4，控制信号PWM5-PWM8分别用于控制第五开关管S1至第四开关管S4。
以下将对桥内移相角
Figure 627588DEST_PATH_IMAGE008
和桥间移相角
Figure 616272DEST_PATH_IMAGE010
的计算原理说明如下：
具体的，获取谐振电感电流和谐振电容电压在时域内的关系式。
如图3所示，为本申请提供的谐振型双有源桥式变换电路的等效电路。在等效电路 中的谐振电容电压
Figure 899486DEST_PATH_IMAGE027
以及谐振电感电流
Figure 456369DEST_PATH_IMAGE028
关系式如下：
Figure 51299DEST_PATH_IMAGE030
其中，
Figure 984620DEST_PATH_IMAGE032
为实时的原边桥臂中点电压，
Figure 981394DEST_PATH_IMAGE034
为实时的副边桥臂输出电压折算到原边的值。
Figure 709179DEST_PATH_IMAGE036
为谐振电容Cr的初始电压，
Figure 56984DEST_PATH_IMAGE038
为
Figure 262837DEST_PATH_IMAGE040
，
Figure 379698DEST_PATH_IMAGE042
为谐振腔的谐振频率，
Figure 543963DEST_PATH_IMAGE044
为谐振电感Lr的初始电流，
Figure 113484DEST_PATH_IMAGE046
为基本阻抗，
Figure 857450DEST_PATH_IMAGE048
。
进一步的，对谐振电感电流
Figure 94396DEST_PATH_IMAGE050
的关系式和谐振电容电压
Figure 757458DEST_PATH_IMAGE052
的关系式中的电压和电流进行标幺化，获得谐振电感电流
Figure 955221DEST_PATH_IMAGE050
关于谐振电容电压
Figure 830774DEST_PATH_IMAGE052
的关系式。
具体的，本申请以原边桥臂中点电压
Figure 656647DEST_PATH_IMAGE054
的正值为基准值进行标幺化，若以原边桥臂中点电压
Figure 490611DEST_PATH_IMAGE054
为基准值，将上面的各个量标幺化处理：
Figure 175670DEST_PATH_IMAGE055
Figure 386072DEST_PATH_IMAGE056
其中，
Figure 66452DEST_PATH_IMAGE058
为谐振电容Cr的初始电压的标幺值，
Figure 477841DEST_PATH_IMAGE016
为谐振电容Cr的实时电压的标幺值，
Figure 255391DEST_PATH_IMAGE060
为谐振电感Lr的初始电流的标幺值，
Figure 269483DEST_PATH_IMAGE018
为谐振电感Lr的实时电流的标幺值，
Figure 210895DEST_PATH_IMAGE062
为实时的副边桥臂中点电压折算到原边后的值
Figure DEST_PATH_IMAGE064
的标幺值，
Figure DEST_PATH_IMAGE066
为实时的原边桥臂中点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE068
标幺值。
具体的，令
Figure DEST_PATH_IMAGE070
，可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE072
整理后可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE074
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE076
由此可知，（
Figure 308032DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 826738DEST_PATH_IMAGE018
）正好是以（X，0）为圆心，以
Figure DEST_PATH_IMAGE078
为半径的圆上的点。谐振电感电流
Figure 113363DEST_PATH_IMAGE018
与谐振电容电压
Figure 909281DEST_PATH_IMAGE016
的关系式为圆的形式，在不同时刻，原边桥臂中点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE080
和副边桥臂中点电压折算到原边的值
Figure DEST_PATH_IMAGE082
的值不同，圆心和半径在变化，圆的轨迹不同。
进一步的，根据谐振电感电流
Figure 849424DEST_PATH_IMAGE018
与谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE084
的关系式以及每个正弦半波周期中原边桥臂中点电压
Figure 324268DEST_PATH_IMAGE080
和副边桥臂中点电压折算到原边的值
Figure 555529DEST_PATH_IMAGE082
获得不同时刻谐振电感电流
Figure 330587DEST_PATH_IMAGE018
、谐振电容电压
Figure 520260DEST_PATH_IMAGE084
与电压增益M之间的函数关系。
如图4所示，为电压增益M＜1时，一个正弦周期内各开关管的控制信号及变换器的电压电流波形示意图，其中，Up为原边桥臂中点电压、N*Us为副边桥臂中点电压折算到原边的值、Up-N*Us为谐振电感Lr的电压、Ir为谐振电感电流。
变换电路在正半周期的工作过程说明如下：
第一阶段[t1,t2]，第二开关管Q2关断，第四开关管Q4在谐振电感电流Ir由负变为0时开通，第四开关管Q4实现ZVS。经过死区时间后，第四开关管Q4导通，此时原边桥臂中点电压Up为正，副边电路第七开关管S2和第六开关管S3保持导通，此时谐振腔两端电压为Up+N*Us，谐振电感电流Ir迅速增大，方向由负变为正。
第二阶段[t2,t3]，第七开关管S2和第六开关管S3关断，由于死区时间的存在，第五开关管S1和第八开关管S4没有立刻开通，此时谐振电感电流Ir会经由第五开关管S1和第八开关管S4的反并联二极管续流，第五开关管S1和第八开关管S4两端电压降到0，第五开关管S1和第八开关管S4导通，第五开关管S1和第八开关管S4实现软开关ZVS。副边桥臂中点电压Us由负变为正，此时第一开关管Q1和第四开关管Q4保持导通，谐振腔两端电压仍是正值，谐振电感电流Ir方向为正，且缓慢增加。
第三阶段[t3,t4]，第一开关管Q1关断，第三开关管Q3由于死区时间并未开通，谐振电感电流Ir经由第三开关管Q3的反并联二极管续流，第三开关管Q3两端电压降到0，第三开关管Q3开通，第三开关管Q3实现软开关ZVS。此时第四开关管Q4保持导通状态，原边桥臂中点电压Up降到0，第五开关管S1和第八开关管S4保持导通，副边桥臂中点电压Us为正，谐振腔两端的电压为负值，谐振电感电流Ir由正值逐渐减小。
负半周期的三个阶段[t5,t6]、[t6,t7]以及[t0,t1]分别与正半周期的第一阶段[t1,t2]、第二阶段[t2,t3]以及第三阶段[t3,t4]一一对应，因此不再赘述。本发明实施例的变换电路在M>1的工作模态，与M<1时的差异在于移相角不同，具体工作过程也不详细列出。
进一步的，根据以上分析可知，在一个正弦半波周期，谐振电感电流
Figure 888924DEST_PATH_IMAGE018
、谐振电容电压
Figure 48510DEST_PATH_IMAGE016
与电压增益M之间的关系式分为三段，分别对应第一阶段[t1,t2]、第二阶段[t2,t3]以及第三阶段[t3,t4]，由图4可知，第一阶段[t1,t2]对应所述桥间移相角
Figure 553441DEST_PATH_IMAGE010
与所述桥内移相角
Figure 773070DEST_PATH_IMAGE008
之间的相角差，第三阶段[t3,t4]对应所述桥内移相角
Figure 629030DEST_PATH_IMAGE008
。
将所述谐振电感电流
Figure 795569DEST_PATH_IMAGE018
与谐振电容电压
Figure 545219DEST_PATH_IMAGE016
的关系式以及谐振电感电流
Figure 811116DEST_PATH_IMAGE018
、谐振电容电压
Figure 279006DEST_PATH_IMAGE016
与电压增益M之间的关系式几何图形化，根据几何关系得到所述桥内移相角
Figure 655761DEST_PATH_IMAGE020
和所述相角差
Figure 525497DEST_PATH_IMAGE022
。
具体的，在直角坐标系中作出不同时间段内谐振电容电压
Figure 962294DEST_PATH_IMAGE016
和谐振电感电 流
Figure 651902DEST_PATH_IMAGE018
的几何图形，如图5所示，为电压增益M<1时，不同时间段内谐振电容电压
Figure 566768DEST_PATH_IMAGE016
和谐振电感电流
Figure 291010DEST_PATH_IMAGE018
的示意图。其中，Mc为谐振电容Cr的电压峰值以原边桥臂中点电压 的正值
Figure DEST_PATH_IMAGE086
为基准值的标幺值。第二阶段[t1,t2]、第三阶段[t2,t3]以及第四阶段[t3,t4]分 别对应三段圆弧轨迹，根据几何图形中的几何关系，利用正弦、余弦定理得到所述桥内移相 角
Figure 492185DEST_PATH_IMAGE020
和所述相角差
Figure 544454DEST_PATH_IMAGE022
。
最终得到M<1时，桥内移相角
Figure 528591DEST_PATH_IMAGE020
和相角差
Figure 107340DEST_PATH_IMAGE022
的表达式为：
Figure 885940DEST_PATH_IMAGE005
上式中，H3的值由死区时间决定，为已知量。可以看出，桥内移相角
Figure 550139DEST_PATH_IMAGE020
和相角差
Figure 72387DEST_PATH_IMAGE022
的值仅与电压增益M有关，与开关频率并无关系，变量单一，且计算简便，控制程序大大简化。
作为另一种可选的实现方式，当电压增益M大于或等于1时，
Figure 505643DEST_PATH_IMAGE016
和
Figure 455144DEST_PATH_IMAGE018
的方程，以及对应的图形会有不同，下面仅给出当M大于或等于1时，桥内移相角
Figure 341061DEST_PATH_IMAGE020
和相角差
Figure 667000DEST_PATH_IMAGE022
的计算公式如下，具体过程不再详细说明。
Figure 954762DEST_PATH_IMAGE006
根据桥内移相角
Figure 75164DEST_PATH_IMAGE020
和相角差
Figure 713956DEST_PATH_IMAGE022
计算实际原边电路的桥内移相角
Figure 578007DEST_PATH_IMAGE008
，以及桥间移相角
Figure 720275DEST_PATH_IMAGE010
。
具体的，
Figure DEST_PATH_IMAGE088
，
Figure DEST_PATH_IMAGE090
，
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE092
为谐振腔的谐振频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE094
为开关管的开关频率，谐振腔的谐振频率由谐振电容Cr和谐振电感Lr决定。
具体的，
Figure DEST_PATH_IMAGE096
，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感。
综上所述，本发明谐振型双有源桥式变换电路采用移相控制和频率控制相结合控制方式，采用时域分析法获得谐振电容电压和谐振电感电流的关系式，并将所述谐振电容电压和谐振电感电流的关系几何图形化，根据几何图形获得仅和电压增益相关的桥内移相角和桥间移相角与桥内移相角之间的相角差，根据桥内移相角和相角差，计算实际原边电路的桥内移相角和桥间移相角，根据桥内移相角、桥间移相角以及计算出的开关频率对变换电路进行控制，使电路中各开关实现ZVS，提高工作效率，同时电压增益的范围广、控制自由度高。本发明控制简单，计算量小，高效实用。
作为一种可选的实现方式，本申请提供一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，包括以下步骤：
S1、分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样。
S2、根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益。
S3、利用电压增益计算原边电路的桥内移相角
Figure 464109DEST_PATH_IMAGE020
，以及，桥间移相角
Figure 324618DEST_PATH_IMAGE010
与桥内移相角
Figure 726780DEST_PATH_IMAGE008
在相角差
Figure 813353DEST_PATH_IMAGE022
。
S4、根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率。
S5、根据开关频率和桥内移相角
Figure 541138DEST_PATH_IMAGE020
以及桥间移相角
Figure 623363DEST_PATH_IMAGE022
产生控制信号PWM1-PWM8，分别用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
在大功率场合，为防止低压侧（副边）开关器件的电流应力过大，可以使用多绕组变压器，变压器的每个副边绕组各经过一个整流桥，再并联至低压母线（副边电路直流侧的母线）上。如图6所示，作为另一种可选的实现方式，本申请提供的变换器中，变压器原副边分别包括两个绕组。具体的，谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、两个副边电路、谐振腔以及原副边分别具有两个绕组的变压器，变压器的每个副边绕组连接一个副边电路，两个副边电路的直流侧并联连接，变压器的两个原边绕组串联连接，两个副边电路的控制信号相同。
如图7所示，作为另一种可选的实现方式，本申请提供的变换器中，变压器原副边分别包括两个以上的绕组。具体的，谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、多个副边电路、谐振腔以及原副边分别包括多个绕组的变压器，副边电路数量与绕组数量对应，变压器的每个副边绕组连接一个副边电路，多个副边电路的直流侧并联连接，变压器的多个原边绕组串联连接，多个副边电路的控制信号相同。利用本申请提供的控制器根据上述谐振型双有源桥式变换电路的控制方法对电路的工作状态进行控制。
以上所揭露的仅为本发明的较佳实施例而已，然其并非用以限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，
其特征在于，所述方法包括以下步骤：
对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电路直流侧输出电流进行采样；
根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
利用所述电压增益计算所述原边电路的桥内移相角，以及，
利用所述电压增益、谐振电容的电压峰值和原边电路的死区时间计算原边电路和副边电路之间的桥间移相角与原边电路的桥内移相角之间的相角差；
根据所述副边电路直流侧输出电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
根据所述开关频率、桥内移相角和相角差产生控制信号，控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断；
根据所述开关频率、桥内移相角和相角差产生控制信号的步骤包括根据所述开关频率以及桥内移相角和相角差计算实际原边电路的桥内移相角和实际原边电路和副边电路之间的桥间移相角。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，利用所述电压增益计算所述原边电路的桥内移相角，以及，利用所述电压增益、谐振电容的电压峰值和原边电路的死区时间计算原边电路和副边电路之间的桥间移相角与原边电路的桥内移相角之间的相角差的步骤包括：
获取谐振电感电流和谐振电容电压在时域内的关系式；
以原边两个桥臂中点之间的电压的正值为基准值，对谐振电感电流的关系式和谐振电容电压的关系式中的电压和电流进行标幺化，获得谐振电感电流与谐振电容电压的关系式；
根据谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及每个正弦半波周期中实时的原边两个桥臂中点之间的电压和副边两个桥臂中点之间的电压获得不同时刻的谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系；
将所述谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系几何图形化，根据几何关系得到桥内移相角和相角差。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当电压增益小于1时，所述桥内移相角
Figure 174215DEST_PATH_IMAGE002
和相角差
Figure 507107DEST_PATH_IMAGE004
为：
Figure 757698DEST_PATH_IMAGE006
其中，H3的值由原边电路的死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边两个桥臂中点之间的电压的正值为基准值的标幺值。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当电压增益大于或等于1时，所述桥内移相角
Figure 376898DEST_PATH_IMAGE002
和相角差
Figure 581614DEST_PATH_IMAGE004
为：
Figure 718197DEST_PATH_IMAGE008
其中，H3的值由原边电路的死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边两个桥臂中点之间的电压的正值为基准值的标幺值。
5.根据权利要求3或4所述的控制方法，其特征在于，实际原边电路的桥内移相角
Figure 324759DEST_PATH_IMAGE010
和实际原边电路和副边电路之间桥间移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE012
分别为：
Figure DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure DEST_PATH_IMAGE016
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE017
为谐振腔的谐振频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
为开关管的开关频率。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述副边电路直流侧输出电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率的步骤包括：
将所述副边电路直流侧输出电流与参考电流进行比较，获得误差放大值，根据所述误差放大值计算所述开关频率。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述原边电路包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂中的上开关管与第二桥臂中的下开关管导通信号相差一个桥内移相角，第一桥臂中的下开关管与第二桥臂中的上开关管导通信号相差一个桥内移相角。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于：所述副边电路包括第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂中的上开关管和第四桥臂中的下开关管同时开关，所述第三桥臂中的下开关管和第四桥臂中的上开关管同时开关，所述第一桥臂的上开关管与所述第三桥臂的上开关管的导通信号相差一个桥间移相角。
9.一种控制器，用于控制谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，其特征在于，所述控制器包括：
采样单元，分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电路直流侧输出电流进行采样；
电压增益计算单元，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
移相角计算单元，利用电压增益计算原边电路的桥内移相角，以及，
利用所述电压增益、谐振电容的电压峰值和原边电路的死区时间计算原边电路和副边电路之间的桥间移相角与原边电路的桥内移相角之间的相角差；
开关频率计算单元，根据所述副边电路直流侧输出电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
PWM生成单元，根据开关频率、桥内移相角以及相角差产生控制信号，所述控制信号用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断，其中，所述PWM生成单元还根据所述开关频率以及桥内移相角和相角差计算实际原边电路的桥内移相角和实际原边电路和副边电路之间的桥间移相角。
10.一种变换器，其特征在于，所述变换器包括：
谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及原副边分别包括至少一个绕组的变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与所述变压器的原边绕组电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，所述副边电路与所述变压器的副边绕组一一对应，每个所述副边电路的交流侧与对应的副边绕组电性连接；
控制器，所述控制器执行权利要求1至8任一项所述的谐振型双有源桥式变换电路的控制方法。
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