CN111490683A - 双变压器串联谐振双有源桥dc-dc变换器拓扑的轨迹控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双变压器串联谐振双有源桥DC‑DC变换器拓扑的轨迹控制方法。本方法首先设计变换器原副边外移相角和副边内移相角的控制轨迹。通过采样电路，采样变换器的高压侧电压和低压侧电压。通过数字控制电路，计算当前控制变量原副边外移相角和副边内移相角。根据控制轨迹，控制原副边外移相角和副边内移相角始终沿着轨迹移动，以此保证软开关条件和最小环流控制；通过驱动电路将控制量进行输出，进而控制变换器运行。本方法，闭环控制通过调节移相角、高电平占空比，均遵循基于基波分析(FCA)的控制轨迹，能够极大提高控制灵活度，可以显著降低循环电流、提高效率，并且保证全负载范围内的所有软开关实现。

Description

双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制 方法

技术领域

本发明涉及一种应用于宽输入宽输出条件下的谐振双向变换器拓扑的控制方法，即双变压器的串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，属于电力电子中的隔离高频功率变换技术领域。

背景技术

双向DC-DC变换器，广泛应用于电动汽车、固态变压器和储能系统的电源接口。其中，由两个有源桥和一个高频变压器组成的隔离双向双有源桥(DAB)DC-DC变换器，以其高功率密度、双向功率传输能力、零电压开关(ZVS)等优点成为首选拓扑。

目前，很多文献提出了许多双有源桥(DAB)变换器的调制策略。采用单相移相(SPS)控制方法，可以实现所有开关管的零电压开关(ZVS)，但是，当电压不匹配时，会产生较大的电流应力和环流。

为了解决这些问题，可以采用扩展相移(EPS)、双相移(DPS)和三相移(TPS)，同时最小电流轨迹可以进一步降低循环损耗。然而，在全负载范围内，很难实现零电压开关。为了在满负荷范围内实现零电压开关，可以采用统一的边界梯形调制控制，采用磁化电流进行补偿，实现零电压开关的循环电流可能不是最小值。对于电压反馈型DAB，如果电压转换增益偏离一个，则实现所有开关的ZVS和最小循环电流是一个挑战。实际上，由半桥和全桥组成的双桥适用于LLC谐振变换器，这种双桥可用于电压馈电的DAB，因此基于混合桥的DAB可用于广泛的电压转换增益应用。

基于双变压器的DAB是面对广泛的电压转换增益应用的另一种解决方案。为了扩展电压转换增益范围，最好使用电流型DC-DC转换器，但是需要使用两个额外的传感器。对于基于双变压器的DAB转换器而言，若两个有源电桥之间的电源电压误差仅施加一个电感器，则电感器中的电流波形会含有太多谐波的折线。当一些开关在峰值电流时关闭，会导致很高的关断损耗。

谐振电容器可以与电感串联，以减轻交流损耗和器件关断损耗。除了LC谐振腔外，谐振腔还可以由LCL、CLLC或CLCLCLC组成。利用谐振腔，变压器和电感电流接近正弦，从而减小了关断损耗和交流损耗。然而，对于谐振式DAB，某些开关在某些工作条件下会失去ZVS，电压转换增益范围仍然有限，循环电流不是最小值。

为了实现谐振式DAB的宽电压增益和全负载零电压开关工作，文献“A ResonantDAB DC-DC Converter Using Dual Transformers With Wide Voltage Gain AndVariable Frequency”提出了一种双变压器串联谐振式DAB变换器，它采用四电平电压波形，在所有宽电压增益范围内，所有开关都可以实现零电压开关。但是，如何对DAB变换器拓扑轨迹进行有效控制，目前尚没有相关文献公开。

发明内容

本发明的目的是为了实现双变压器串联谐振式DAB的宽电压增益和全负载零电压开关工作，提出了一种双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，实现双向DC-DC变换器的宽输入、宽输出范围内的全范围软开关。

本发明所述的双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器，包括直流电源、谐振单元、一个H桥、一个混合桥、两个高频变压器、滤波器等。

其中，变换器的高压侧由全桥电路和谐振腔构成。全桥电路包含由四个开关管(Q₁,Q₂,Q₃,Q₄)组成的两个桥臂；谐振腔由谐振电感L_r和谐振电容C_r组成，T₁和T₂是两个高频变压器，它们的变比分别是n₁：1和n₂：1。

变换器的低压侧由两个桥臂和两个高频电容(C₁,C₂)构成。其中，低压侧的四个开关管(S₁,S₂,S₃,S₄)组成一个全桥电路，(S₃,S₄,C₂,C₁)组成一个半桥电路。全桥和半桥共享一个桥臂(S₃,S₄)。因此，低压侧电路结构又被称为混合桥结构。低压侧这种混合桥结构，能够产生四电平电压波形。V_H和V_L分别代表高压侧和低压侧的电压源。上下两组开关管的驱动信号互补，并且驱动信号含有一定的死区时间。变换器工作在正向降压模式或者是反向升压模式。

同时，变换器还包括驱动电路和采样电路，所述变换器作为双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器控制系统的主电路。

一种双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，包括如下步骤：

步骤1：设计变换器原副边外移相角

和副边内移相角D的控制轨迹。

步骤2：通过采样电路，采样变换器的高压侧电压V_H和低压侧电压V_L。通过数字控制电路，计算当前控制变量原副边外移相角φ和副边内移相角D。

步骤3：根据控制轨迹，控制原副边外移相角φ和副边内移相角D始终沿着轨迹移动，以此保证软开关条件和最小环流控制；

步骤4：通过驱动电路，将控制量进行输出，进而控制变换器运行。

有益效果

本发明方法，闭环控制通过调节两个控制变量来实现，一个是移相角，另一个是高电平占空比，均遵循基于基波分析(FCA)的控制轨迹，能够极大提高控制灵活度，从而有更好的性能。在全负载软开关条件下得到控制范围，再对循环电流进行抑制，进而得到最小环流下的控制轨迹。在实际控制中，控制变换器沿着控制轨线运行，可以显著降低循环电流、提高效率，并且保证全负载范围内的所有软开关实现。

附图说明

图1为双变压器串联谐振式双有源桥DC-DC变换器拓扑；

图2为双变压器串联谐振式双有源桥DC-DC变换器控制轨迹；

图3为双变压器串联谐振式双有源桥DC-DC变换器控制框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明加以详细说明。需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

实施例

本实施例中，高压输入直流电压为240～400V，低压输出直流电压为48V，额定功率1000W，可实现双向能量流动，全电压全负载范围实现软开关，可用于不间断电源、电动汽车以及综合储能系统中。

所述双变压器串联谐振式双有源桥DC-DC变换器拓扑，如图1所示，包括LC谐振单元、一个H桥、一个混合桥、高频变压器T₁、高频变压器T₂和滤波器。其中，高压开关管选用SiC器件，低压侧选用MOSFET。谐振回路在高压侧，低压侧将两个变压器分别连接到混合桥的三个中点。

其中，变换器的高压侧由全桥电路和谐振腔构成。全桥电路包含由四个开关管(Q₁,Q₂,Q₃,Q₄)组成的两个桥臂；谐振腔由谐振电感L_r和谐振电容C_r组成。

变换器的低压侧由两个桥臂和两个高频电容(C₁,C₂)构成。其中，低压侧的四个开关管(S₁,S₂,S₃,S₄)组成一个全桥电路，(S₃,S₄,C₂,C₁)组成一个半桥电路。全桥和半桥共享一个桥臂(S₃,S₄)。

各变量含义如下：V_ab代表高压侧两个桥臂中点间的电压，V_cd代表高频变压器高压侧两端的电压。V_H和V_L分别代表高压侧和低压侧的电压源。T₁和T₂的变比分别是n₁：1和n₂：1。

定义变换器电压增益m如下:

m＝n₂V_L/2V_H (1)

定义高频变压器T₁的电压增益比为n：

n＝n₁V_L/V_H (2)

因为变压器低压侧电压折射到变压器高压侧的电压波形为四电平波形，Δt₂为开关管S₂比开关管S₄提前导通的时间差，因此，定义副边内移相角D为：

其中，T_s为开关周期。

定义高压侧和低压侧之间的移相角为

Δt₁为开关管Q₁比开关管S₃提前开通的时间，有：

其中，T_s为开关周期。

本实施例中，根据输入输出电压关系和最小RMS电流，T₁和T₂的变比分别为4.5：1和9：1。同时，为了实现低压侧软开关，令激磁电感分别为73μH和121μH。开关频率f_s为132kHz，变换器在电压240～400V时，最大负载下1000W下，移相角在π/18～π/8，可以得到谐振阻抗为42.83Ω。令Lr、Cr在满足谐振阻抗为42.83Ω前提下，Lr为82μH，Cr为40nF，以此谐振频率为87.9kHz。本实施例中数字控制器选用为TMS320F28335芯片。

图2为双变压器串联谐振式双有源桥DC-DC变换器的控制轨迹。本实施例所述的一种双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，包括如下步骤：

步骤1：设计变换器原副边外移相角

和副边内移相角D的控制轨迹。

对变换器进行基波分析(FCA)和计算，得到原边电流表达式：

其中，V_H表示高压侧电压；D表示副边内移相角；m表示变换器电压增益；

表示高压侧和低压侧之间的移相角；n表示高频变压器T₁的电压增益比；ω为开关角频率；t表示开关管Q₁开通后的时间；X为谐振腔阻抗，定义如下：

其中，Lr表示谐振电感值，C_r表示谐振电容值。

根据原边电流表达式，得到原边软开关对于原边电流的约束，Δi₁是实现原边软开关的最小原边电流：

其中，C_oss1是原边开关管寄生电容，t_dead1是原边设定的死区时间，V_c1是原边开关管寄生电容两端电压。有：

因此，变换器的瞬时功率表达式为：

利用积分得到一个开关周期内的变换器平均功率：

对于副边，利用变压器的激磁电感电流实现副边软开关。对于高频变压器T₁的激磁电感L_m1和高频变压器T₂的激磁电感L_m2，有激磁电感电流表达式如下：

其中，i_m1为变压器T₁的激磁电感电流，i_m2为变压器T₂的激磁电感电流；ω为开关角频率；n₁、n₂分别是高频变压器T₁和T₂的变比；D表示副边内移相角；V_L代表高压侧电压值；t表示开关管Q₁开通后的时间。

激磁电感电流的最大值有：

开关管S₃和S₄实现零电压开关(ZVS)的条件为：

其中，C_oss2为开关管S₃、S₄的寄生电容；t_dead2为开关管S₃、S₄的死区时间；V_c2是开关管寄生电容两端电压；i_p表示原边电流；i_s表示流经开关管S₃、S₄的副边电流；Δi₂表示开关管S₃、S₄软开关的最小电流。

同理，开关管S₁和S₂实现零电压开关(ZVS)的条件为：

其中，C_oss3为开关管S₁、S₂的寄生电容；t_dead3为开关管S₁、S₂的死区时间；V_c3是开关管寄生电容两端电压；Δi₃表示开关管S₁、S₂软开关的最小电流；i_s1表示流经开关管S₁、S₂的副边电流。

令变换器的平均功率为0，求得：

所有软开关条件绘制如图2所示，其中，曲线b为变换器功率为0的轨迹，曲线a是高压侧实现零电压开关(ZVS)的边界条件，在曲线a的右侧，距离越远，实现零电压开关(ZVS)越容易，但这也意味着原边电流i_p和V_ab之间的相位差变大，这会导致功率因数的下降和更高的环流。因此，代表高压侧实现零电压开关(ZVS)的边界条件的曲线a，将是

的首选控制轨迹。通过控制工作点运行在这条轨迹上，能够使变换器在其他条件不变的情况下，得到实现软开关条件下的原边电流i_p和高压侧电压的最小相位差和最小的环流。

控制轨迹的曲线表达式为：

此为最佳控制轨迹，根据此表达式对变换器进行控制。

步骤2：通过采样电路，采样变换器的输入电压V_H和输出电压V_L。对于输出电压进行闭环控制，通过PI调节器，计算当前控制变量原副边外高压侧和低压侧之间的移相角

根据下列公式，计算得到副边内移相角D：

可以发现，D与移相角

和输入输出电压都相关，根据移相角和输出输入电压实时匹配计算，得到每个状态的最佳控制量。

步骤3：根据步骤1的控制轨迹，控制原副边外移相角

和副边内移相角D始终沿着轨迹移动，保证软开关条件和最小环流控制。如图3所示。

步骤4：通过驱动电路，将控制量进行输出。根据控制量，对变换器进行实际控制，得到预期结果。

Claims (2)

1.双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，其中，所述的双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器，包括直流电源、谐振单元、一个H桥、一个混合桥、两个高频变压器和滤波器。

其中，变换器的高压侧由全桥电路和谐振腔构成；全桥电路包含由四个开关管(Q₁,Q₂,Q₃,Q₄)组成的两个桥臂；V_ab代表高压侧两个桥臂中点间的电压，V_cd代表高频变压器高压侧两端的电压；谐振腔由谐振电感L_r和谐振电容C_r组成，T₁和T₂是两个高频变压器，它们的变比分别是n₁：1和n₂：1；

变换器的低压侧由两个桥臂和两个高频电容(C₁,C₂)构成；其中，低压侧的四个开关管(S₁,S₂,S₃,S₄)组成一个全桥电路，(S₃,S₄,C₂,C₁)组成一个半桥电路；全桥和半桥共享一个桥臂(S₃,S₄)；V_H和V_L分别代表高压侧和低压侧的电压源；上下两组开关管的驱动信号互补，并且驱动信号含有死区时间；

同时，变换器包括驱动电路和采样电路，所述变换器作为双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器控制系统的主电路；

其特征在于：

上述变换器拓扑的轨迹控制方法，包括如下步骤：

定义变换器电压增益m如下:

m＝n₂V_L/2V_H (1)

定义高频变压器T₁的电压增益比为n：

n＝n₁V_L/V_H (2)

变压器低压侧电压折射到变压器高压侧的电压波形为四电平波形，Δt₂为开关管S₂比开关管S₄提前导通的时间差，定义副边内移相角D为：

其中，T_s为开关周期；

定义高压侧和低压侧之间的移相角为

Δt₁为开关管Q₁比开关管S₃提前开通的时间，有：

其中，T_s为开关周期；

步骤1：设计变换器原副边外移相角

和副边内移相角D的控制轨迹；

对变换器进行基波分析和计算，得到原边电流表达式：

其中，V_H表示高压侧电压；D表示副边内移相角；m表示变换器电压增益；

表示高压侧和低压侧之间的移相角；n表示高频变压器T₁的电压增益比；ω为开关角频率；t表示开关管Q₁开通后的时间；X为谐振腔阻抗，定义如下：

其中，Lr表示谐振电感值，C_r表示谐振电容值。

根据原边电流表达式，得到原边软开关对于原边电流的约束，Δi₁是实现原边软开关的最小原边电流：

其中，C_oss1是原边开关管寄生电容，t_dead1是原边设定的死区时间，V_c1是原边开关管寄生电容两端电压；有：

变换器的瞬时功率表达式为：

利用积分得到一个开关周期内的变换器平均功率：

对于副边，利用变压器的激磁电感电流实现副边软开关；对于高频变压器T₁的激磁电感L_m1和高频变压器T₂的激磁电感L_m2，有激磁电感电流表达式如下：

其中，i_m1为变压器T₁的激磁电感电流，i_m2为变压器T₂的激磁电感电流；ω为开关角频率；n₁、n₂分别是高频变压器T₁和T₂的变比；D表示副边内移相角；V_L代表高压侧电压值；t表示开关管Q₁开通后的时间；

激磁电感电流的最大值有：

开关管S₃和S₄实现零电压开关(ZVS)的条件为：

其中，C_oss2为开关管S₃、S₄的寄生电容；t_dead2为开关管S₃、S₄的死区时间；V_c2是开关管寄生电容两端电压；i_p表示原边电流；i_s表示流经开关管S₃、S₄的副边电流；Δi₂表示开关管S₃、S₄软开关的最小电流；

同理，开关管S₁和S₂实现零电压开关的条件为：

其中，C_oss3为开关管S₁、S₂的寄生电容；t_dead3为开关管S₁、S₂的死区时间；V_c3是开关管寄生电容两端电压；Δi₃表示开关管S₁、S₂软开关的最小电流；i_s1表示流经开关管S₁、S₂的副边电流。

令变换器的平均功率为0，求得：

控制轨迹的曲线表达式为：

此为最佳控制轨迹，根据此表达式对变换器进行控制；

步骤2：通过采样电路，采样变换器的高压侧电压V_H和低压侧电压V_L；通过数字控制电路，计算当前控制变量原副边外移相角φ和副边内移相角D；

步骤3：根据控制轨迹，控制原副边外移相角φ和副边内移相角D始终沿着轨迹移动，以此保证软开关条件和最小环流控制；

步骤4：通过驱动电路，将控制量进行输出，进而控制变换器运行。

2.如权利要求1所述的双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，其特征在于，所述步骤2，根据下列公式，计算得到副边内移相角D：

D与移相角

和输入输出电压都相关，根据移相角和输出输入电压实时匹配计算，得到每个状态的最佳控制量。

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