CN113364298B - 一种双有源桥串联谐振电路的控制方法 - Google Patents

一种双有源桥串联谐振电路的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双有源桥串联谐振电路的控制方法，该电路原边桥臂中点的电压和副边桥臂中点的电压存在一个相角差，控制所述电路的开关频率始终低于电路的完全谐振频率，当原边桥臂中点的电压相位滞后于副边桥臂中点的电压相位时，功率从V1向V2传递；当原边桥臂中点的电压相位超前于副边桥臂中点的电压相位时，功率从V2向V1传递；通过控制所述电路工作时的开关频率和原、副边桥臂中点的实际电压相角差实现所有开关管的零电压开通。本发明提供的双有源桥串联谐振电路的控制方法实现了电路在不同增益及不同负载条件下所有开关管的零电压开通；且降低了谐振电感、电容的大小，降低了系统体积，提升了系统的功率密度。

Description

一种双有源桥串联谐振电路的控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器的控制领域，特别涉及一种双有源桥串联谐振电路的控制方法。
背景技术
电力电子变换器的宽增益和宽负载范围工作一直是国内外学者研究的热点。
为拓宽双有源桥串联谐振变换器的软开关范围，现有如公开号为CN212278126U的中国专利公开的一种双有源桥串联谐振变换器电路的变频移相调制装置，包括一次侧H桥电路、谐振电容、辅助电感、变压器、二次侧H桥电路以及一次侧稳压电容、二次侧稳压电容，基于该电路的变频移相调制装置包括直接功率控制单元、分段线性化变频移相调制单元以及脉宽发生单元，分别用于采集变换器的输出电压，并根据采集到的输出电压与期望电压的误差，得到标幺化传输功率指令；根据标幺化传输功率指令和变换器的电压增益，按分段线性化的方法得到开关频率比和移相角的组合；控制一次侧H桥电路以及二次侧H桥电路中开关管的开通与关断。
又如公开号为CN105634286A的中国专利公开的基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，主要控制步骤为：(1)将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设为相同，设置同一桥臂的上下开关管的死区时间；(2)确定功率移相角和调制移相角为可调节变量，计算出电感初始电流和平均功率，确定输出功率约束条件；(3)根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥的实现软开关的条件，确定功率移相角的范围；(4)对输出功率进行微分处理，使其微分值为零，确定最大功率条件下功率移相角和调制移相角之间的关系，将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈信号，进行PI运算后，得到功率移相角给定，然后根据调制移相角计算得到调制移相角，根据得到的计算结果来改变同步时序。
上述专利申请虽然拓宽了双有源桥串联谐振电路的软开关范围。降低了开关管的电流应力，但是无法解决当电压增益偏离额定点时，电路在轻载的工况下所有开关管无法实现软开关的问题。
发明内容
为解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种双有源桥串联谐振电路的控制方法，实现了电路在不同增益及不同负载条件下所有开关管的零电压开通。
一种双有源桥串联谐振电路的控制方法，双有源桥串联谐振电路包括原边桥式结构、副边桥式结构；所述原边桥式结构通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述副边桥式结构与变压器的副边电性连接；所述原边桥式结构与输入\输出源V1电性连接，所述副边桥式结构与输入\输出源V2电性连接；
原边桥臂中点的电压和副边桥臂中点存在一个电压相角差，控制所述电路的开关频率始终低于电路的完全谐振频率，当原边桥臂中点的电压相位滞后于副边桥臂中点的电压相位时，电压相角差为正，功率从V1向V2传递；当原边桥臂中点的电压相位超前于副边桥臂中点的电压相位时，电压相角差为负，功率从V2向V1传递；
通过控制所述电路工作时的开关频率和原、副边桥臂中点的实际电压相角差实现所有开关管的零电压开通。
具体的，当原边桥臂中点的电压相位滞后于副边桥臂中点的电压相位时，副边桥臂中点的电压和原边桥臂中点的电压相角差为正时，功率从V1向V2传递，原边桥臂中点的电压相位超前于副边桥臂中点的电压相位时，即副边桥臂中点的电压和原边桥臂中点的电压相角差为负时，功率从V2向V1传递。
优选的，电压相角差及开关频率的控制步骤如下：
S100采集输入输出电压以及输出电流，并结合电路稳态工作时所需的输出电流确定开关频率和原、副边桥臂中点的电压相角差；
S200控制所述电路工作时的开关频率为S100中得出的开关频率，控制所述电路工作时的原、副边桥臂中点的实际电压相角差为S100中的出的电压相角差。
优选的，步骤S100、步骤S200的具体执行过程如下：
S100-1采集输入和输出电压，利用输入和输出电压计算电路工作的最大开关频率fsmax，定义fsmax为电路的临时开关频率；
S100-2根据fsmax计算原边桥臂中点与副边桥臂中点的最大电压相角差设定/>为电路的原边桥臂中点与副边桥臂中点的临时电压相角差；
S100-3根据fsmax和计算出此种条件下电路的可输出的最大电流Ioutmax；
S100-4电路稳态工作时所需的输出电流值为Iref，
当Ioutmax＜Iref时，降低fsmax重复步骤S100-2、S100-3
当Ioutmax≥Iref时，则将fsmax设定为电路工作时的开关频率fref
因此fref≤fsmax；
S100-5采集输出电流Iout并且与Iref进行比较，将比较的误差送入PI调节器，并通过PI调节器确定电路的工作时的电压相角差Dref；Dref满足
当功率从V1向V2传递时，
当功率从V2向V1传递时，
S200-1控制所述电路工作时的开关频率为S100-4得出的fref、控制所述电路工作时的原、副边桥臂中点的实际电压相角差为S100-5所得出的Dref。
优选的，当功率从V1向V2传递时，fsmax和通过以下公式计算：
其中，N1/N2为变压器匝比，fs为电路实际的临时开关频率，f0为电路的完全谐振频率，其表达式为Lr为Cr分别为电路的谐振电感和谐振电容的值。
优选的，当功率从V2向V1传递时，fsmax和通过以下公式计算：
其中，N2/N1为变压器匝比的倒数，fs为系统实际的临时开关频率，f0为电路的完全谐振频率，其表达式为Lr为Cr分别为电路的谐振电感和谐振电容的值。
优选的，所述原边桥式结构为原边全桥，所述副边桥式结构为副边全桥；所述电压相角差为原边桥臂中点之间与副边桥臂中点之间的电压相角差。
优选的，所述的原边全桥和副边全桥中的任意半桥均为主动控制，且半桥的上下管始终互补导通。
与现有技术相比，本发明的有益之处在于：
(1)在不同负载条件下，实现了双有源桥串联谐振电路各个开关管的零电压开通；
(2)在不同输出增益条件下，实现了双有源桥串联谐振电路各个开关管的零电压开通；
(3)降低了谐振电感的大小以及谐振电容的大小，降低了系统体积，提升了系统的功率密度。
附图说明
图1为本发明提供的双有源桥串联谐振电路图；
图2为本发明提供的双有源桥串联谐振电路的控制框图；
图3为本发明提供的双有源桥串联谐振电路的控制流程图；
图4为本发明提供的双有源桥串联谐振电路的工作时的电路波形图；
图5为本发明提供的实施例t2时刻电路导通状态的示意图；
图6为本发明提供的实施例[t3～t4]阶段电路导通状态的示意图；
图7为本发明提供的实施例t4时刻电路导通状态的示意图；
图8为本发明提供的实施例[t4～t5]阶段电路导通状态的示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
以下实施例中，原边桥式结构为原边全桥，副边桥式结构为副边全桥，电压相角差为原边桥臂中点之间与副边桥臂中点之间的电压相角差。
由于电路正向传输功率和反向传输功率时的工作情况相似，故本发明仅介绍当功率从V1向V2传递时，半周期内电路的工作模态以及控制参数的确定方式。
如图1、4、5、6、7、8所示，半周期内电路的理想工作模态为，t2时刻，Q2和Q3关断，谐振电流对Q2和Q3的结电容进行充电，对Q1和Q4的结电容进行放电，为保证Q1和Q4的零电压开通，需要此时的谐振腔电流值I0小于零。
[t3～t4]阶段，Q1和Q4实现零电压开通，谐振电流逐渐下降。
t4时刻，此时Q5和Q8关断，谐振电流对Q5和Q8的结电容进行充电，对Q6和Q7的结电容进行放电，为保证Q6和Q7的零电压开通，需要此时的谐振腔电流值I1小于零。
[t4～t5]阶段，Q6和Q7实现零电压开通，谐振电流逐渐上升。
为实现上述的工作模态，控制参数的确定方式如下：
电路的完全谐振频率f0:
其中，Lr和Cr为谐振腔电感和谐振腔电容。
电路的特征阻抗Z0
频率比r
其中fs为电路实际的开关频率。
根据上述分析，在忽略死区影响下，可以得到电路在半周期内的谐振电感电流以及谐振电容电压的表达式如式(4)所示：
其中V1为原边的输入电压，V2为副边的输出电压，N1/N2为变压器匝比。
由于谐振电感电流和谐振电容电压呈现周期性变化，即iL_t2＝-iL_t5，uC_t2＝-uC_t5，故可以得到谐振腔电流在t2时刻和t4时刻的表达式以及输出电流的表达式。
其中为副边桥臂中点电压超前原边中点电压的相位的标幺值。
为确保所有开关管实现零电压开通，需要满足如下条件：
联立式(5)和式(7)，可以得到所有开关管实现零电压开通时，开关频率和原副边需要满足的表达式:
当功率从V2向V1传递时，需要将式(8)转换为式(9):
为使得开关频率和原副边满足上述表达式，控制方法如图2所示，通过采集输入输出电压以及输出电流，并结合电路所需的输出电流来确定系统的开关频率以及原副边桥臂中点的相角差，
具体的工作过程如图3，当功率从V1向V2流动时，对输入电压V1和输出电压V2进行采样，通过式(8)可以得到此时系统可工作的最大开关频率fsmax和原副边桥臂中点的最大的电压相角差将这两个控制量代入到式(6)中可以得到电路所能输出的最大电流Ioutmax，将Ioutmax与电路实际需要输出的电流值Iref进行比较，若Iref低于Ioutmax则将计算出的最大开关频率fsmax作为电路实际的开关频率，若Iref高于Ioutmax则略微降低fsmax并再次代入到式(8)中得到一个新的最大相角差/>将新得到fsmax的和/>代入到式(6)中，重复上述工作直至式(6)计算出的最大输出电流高于Iref为止，将该次计算中的开关频率作为电路实际的开关频率fref，采集输出电流Iout并且与Iref进行比较，将比较的误差送入PI控制器，并通过PI调节器确定电路的实际电压相角差Dref；控制双有源桥串联谐振电路在fref、Dref下工作。

Claims (5)

1.一种双有源桥串联谐振电路的控制方法，双有源桥串联谐振电路包括原边桥式结构、副边桥式结构；所述原边桥式结构通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述副边桥式结构与变压器的副边电性连接；所述原边桥式结构与输入\输出源V1电性连接，所述副边桥式结构与输入\输出源V2电性连接；
其特征在于：原边桥臂中点的电压和副边桥臂中点的电压存在电压相角差，控制所述电路的开关频率始终低于电路的完全谐振频率，当原边桥臂中点的电压相位滞后于副边桥臂中点的电压相位时，电压相角差为正，功率从V1向V2传递；当原边桥臂中点的电压相位超前于副边桥臂中点的电压相位时，电压相角差为负，功率从V2向V1传递；
通过控制所述电路工作时的开关频率和原、副边桥臂中点的实际电压相角差实现所有开关管的零电压开通，其控制的步骤如下：
S100采集输入输出电压以及输出电流，并结合电路稳态工作时所需的输出电流确定开关频率和原、副边桥臂中点的电压相角差；
S100-1采集输入和输出电压，利用输入和输出电压计算电路工作的最大开关频率fsmax，定义fsmax为电路的临时开关频率；
S100-2根据fsmax计算原边桥臂中点与副边桥臂中点的最大电压相角差设定/>为电路的原边桥臂中点与副边桥臂中点的临时电压相角差；
S100-3根据fsmax和计算出此种条件下电路的可输出的最大电流Ioutmax；
S100-4电路稳态工作时所需的输出电流值为Iref，
当Ioutmax＜Iref时，降低fsmax重复步骤S100-2、S100-3
当Ioutmax≥Iref时，则将fsmax设定为电路工作时的开关频率fref
因此fref≤fsmax；
S100-5采集输出电流Iout并且与Iref进行比较，将比较的误差送入PI调节器，并通过PI调节器确定电路的工作时的电压相角差Dref；Dref满足当功率从V1向V2传递时，
当功率从V2向V1传递时，
S200控制所述电路工作时的开关频率为S100中得出的开关频率，控制所述电路工作时的原、副边桥臂中点的实际电压相角差为S100中得出的电压相角差；
S200-1控制所述电路工作时的开关频率为S100-4得出的fref、控制所述电路工作时的原、副边桥臂中点的实际电压相角差为S100-5所得出的Dref；
S200-1控制所述电路工作时的开关频率为S100-4得出的fref、控制所述电路工作时的原、副边桥臂中点的实际电压相角差为S100-5所得出的Dref。
2.根据权利要求1所述的双有源桥串联谐振电路的控制方法，其特征在于，当功率从V1向V2传递时，fsmax和通过以下公式计算：
其中，N1/N2为变压器匝比，fs为电路实际的临时开关频率，f0为电路的完全谐振频率，其表达式为Lr为Cr分别为电路的谐振电感和谐振电容的值。
3.根据权利要求1所述的双有源桥串联谐振电路的控制方法，其特征在于，当功率从V2向V1传递时，fsmax和通过以下公式计算：
其中，N2/N1为变压器匝比的倒数，fs为系统实际的临时开关频率，f0为电路的完全谐振频率，其表达式为Lr为Cr分别为电路的谐振电感和谐振电容的值。
4.根据权利要求1所述的双有源桥串联谐振电路的控制方法，其特征在于：所述原边桥式结构为原边全桥，所述副边桥式结构为副边全桥；所述电压相角差为原边桥臂中点之间与副边桥臂中点之间的电压相角差。
5.根据权利要求4所述的双有源桥串联谐振电路的控制方法，其特征在于：所述的原边全桥和副边全桥中的任意半桥均为主动控制。
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