CN115912917B - 一种谐振双有源桥变换器的不平衡占空比调制方法及系统 - Google Patents
一种谐振双有源桥变换器的不平衡占空比调制方法及系统 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种谐振双有源桥变换器、调制控制方法及系统。包括输入侧桥式结构、谐振腔及输出侧桥式结构。输入侧桥式结构由4个开关管组成，经过由谐振电感和谐振电容构成的LC谐振回路，通过谐振回路上的高频变压器与由4个开关管组成的输出侧桥式结构相连。在非对称占空比调制中，同一桥臂的两个开关互补运行，输出侧开关M5～M8以50％的占空比工作。输入侧M1，M4的一个周期导通角度为δ，则M2，M3的导通时间为2π‑δ，输入侧开关管与输出侧开关管移相角为通过调节和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节。在非对称占空比调制的基础上，开发出最小电流路径控制策略，优化了变换器导通损耗，提高了整体工作效率。
Description
技术领域
本发明涉及谐振双有源桥变换器的调制技术领域，具体的涉及一种谐振双有源桥变换器、调制控制方法及系统。
背景技术
双向DC-DC变换器是电力电子接口的一个组成部分，应用于新能源发电与储能系统，电动汽车等。电池或超级电容的存储系统则在双向潮流时使用双向DC-DC变换器。为了实现低成本、小体积、轻量化的高效率，与硬开关变换器相比，具有高频变压器隔离的软开关DC-DC变换器由于其较低的开关损耗更加适合。文献综述表明，串联谐振变换器可提供宽负载变化的软开关，良好的输出电压和功率调节，并提供高效率。高效率、高功率密度、高可靠性且控制灵活的双向DC-DC变换器是确保各类包含储能装置的新能源发电系统、电动汽车和不间断电源高效、安全、稳定运行的关键。然而，高频运行可能会带来更大开关损耗、电磁干扰，从而降低转换效率。因此进一步研究DC-DC变换器的拓扑改进结构与调制优化方法是有意义的。
谐振双有源桥变换器具有广泛的零电压开关ZVS运行范围，并且已经提出了一些移相控制方案。传统的脉冲宽度调制(PWM)是双有源桥变换器控制策略的主流，其中所有的开关都以50％的脉冲宽度互补工作，并且一次侧和二次侧桥之间存在一个移相角。得到的高频交流电压是半波对称的方波信号，通过改变脉冲宽度可以控制输出功率。但是此调制方法不能实现宽功率范围的ZVS，并且无法优化导通损耗，因此还需要更加优化调制策略来实现此目标。
申请号2022101235564公开了双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，该申请为双半桥谐振变换器拓扑结构，输入侧桥式拓扑处含有两个均压电容，因此两个谐振腔所受电压应力减半；在此基础上给出了最小电流路径控制方法。但是不同结构的谐振变换器，其调制控制计算方法是不相同的。
发明内容
本发明的目的在于提供一种谐振双有源桥变换器、调制控制方法及系统，解决了谐振双有源桥变换器在中高功率下失去ZVS运行的问题，扩展了谐振双有源桥变换器零电压工作范围，采取的最小电流调制策略(MCT)优化了导通损耗，提高了变换器整体工作效率。
实现本发明目的的技术解决方案为：
一种谐振双有源桥变换器，包括：
输入侧桥式电路，所述输入侧桥式电路由4个开关器件M1～M4构成；
输出侧桥式电路，所述输出侧桥式电路由4个开关器件M5～M8构成；
所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过一个LC谐振回路及高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输出端。
本发明还公开了一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，采用上述的谐振双有源桥变换器，调制方法包括以下步骤：
S01：在谐振双有源桥变换器中，调节同一桥臂的两个开关互补运行，调节输入侧开关器件M1到M4的导通时间，一个周期内，M1、M4的导通角度为δ，M2、M3导通角度为2π-δ，产生中点交流电压vAB；
S02：调节同一桥臂的两个开关器件互补运行，调节输出侧开关器件M5～M8以50％的占空比工作，调节开关器件M5和开关器件M8滞后开关器件M1一个移相角产生次级交流电压vCD；
S03：得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu，通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节。
优选的技术方案中，所述步骤S03中得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu的方法包括：
采用基波近似法进行稳态分析，得到vAB、vCD的归一化基波相量为：
M为变换器的电压增益；
得到谐振电流的归一化模型为：
得到归一化输出功率Po,pu：
其中，F为归一化开关频率，Q为品质因数。
优选的技术方案中，所述步骤S03之后还包括分析ZVS的范围，包括结合谐振电流的归一化模型与变换器周期运行的波形，得到各开关器件的ZVS条件。
优选的技术方案中，将开关器件M1～M8的开启点带入谐振电流的归一化模型，计算在开启点的谐振电流的大小，得到各开关器件的ZVS条件为：M1、M4的ZVS范围为2-2cosδ-4Mcos＞0；M2、M3的ZVS范围为M5、M6、M7、M8的ZVS范围为/>
优选的技术方案中，所述步骤S03之后还包括最小电流优化，步骤包括：
建立关于谐振电流与输出功率的拉格朗日乘数方程，对方程中的导通角度δ和移相角分别求偏导，得到变换器的MCT控制策略模型为：
将其与变换器输出功率模型结合，得到输出功率关于导通角度δ的模型为：
通过调节所述控制策略中导通角度δ，减少导通损耗。
优选的技术方案中，得到变换器的MCT控制策略的方法包括：
在给定Po,pu情况下，得到最小谐振电流Irms时与δ的组合；通过有效值电流it,pu,p得到如下：
设立一个关于Irms的拉格朗日方程：L＝Irms+λ(Po,pu-C)；
将L对求偏导数得到：
将L对δ求偏导数得到：
将L对λ求偏导数得到：
进一步得到：
本发明还公开了一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被执行时实现上述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法。
本发明又公开了一种谐振双有源桥变换器的调制控制系统，采用上述的谐振双有源桥变换器，调制系统包括：
初级交流电压vAB产生模块，在谐振双有源桥变换器中，调节同一桥臂的两个开关互补运行，调节输入侧开关器件M1到M4的导通时间，一个周期内，M1、M4的导通角度为δ，M2、M3导通角度为2π-δ，产生中点交流电压vAB；
次级交流电压vCD产生模块，调节同一桥臂的两个开关器件互补运行，调节输出侧开关器件M5～M8以50％的占空比工作，调节开关器件M5和开关器件M8滞后开关器件M1一个移相角产生次级交流电压vCD；
调制控制模块，得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu，通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节。
优选的技术方案中，所述调制控制模块中得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu的方法包括：
采用基波近似法进行稳态分析，得到vAB、vCD的归一化基波相量为：
M为变换器的电压增益；
得到谐振电流的归一化模型为：
得到归一化输出功率Po,pu：
其中，F为归一化开关频率，Q为品质因数。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：
1)该非对称占空比调制策略，是以双有源桥式变换器DC DC变换器为基础的，在输入、输出两端电压极性都不变的情况下，实现变换器功率的双向调节，并且得到统一的功率公式。
2)通过使用非对称占空比调制的谐振双有源桥变换器，可以在较大的功率范围内实现开关管ZVS。
3)基于非对称占空比调制开发的最小电流控制路径(MCT)可以减小谐振电流有效值，降低导通损耗，提高系统效率。
附图说明
图1是谐振双有源桥变换器拓扑结构图；
图2是谐振双有源桥变换器的调制控制方法流程图；
图3是综合了开关M1～M8的控制信号、通过控制开关M1～M8产生的电压波形图以及产生的输出电流的波形图；
图4是变换器在相量域FHA的等效电路图；
图5是变换器在Vin＝80V，Vout＝55V，Po＝200W(满载)条件下，各开关管及电压电流仿真波形；
图6是变换器在Vin＝80V，Vout＝55V，Po＝100W(半载)条件下，各开关管及电压电流仿真波形。
具体实施方式
本发明的原理是：同一桥臂的两个开关互补运行，输出侧开关M5～M8以50％的占空比工作。输入侧M1，M4的一个周期导通角度为δ，则M2，M3的导通时间为2π-δ，输入侧开关管与输出侧开关管移相角为通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节。在非对称占空比调制的基础上，开发出最小电流路径(Minimum Current Trajectory，MCT)控制策略，优化了变换器导通损耗，提高了整体工作效率。
实施例1：
如图1所示，一种谐振双有源桥变换器，包括：
输入侧桥式电路，输入侧桥式电路由4个开关器件M1～M4构成；
输出侧桥式电路，输出侧桥式电路由4个开关器件M5～M8构成；
输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过一个LC谐振回路及高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输出端。
具体的，开关器件M1～M8采用MOSFET开关管，Vin和Vout分别是谐振双有源桥变换器的输入电压和输出电压，it和io分别是谐振双有源桥变换器的谐振电流和输出电流，Co是谐振双有源桥变换器的输出滤波电容，Ls和Cs分别是谐振双有源桥变换器的谐振电感和谐振电容，开关器件M1～M4为谐振双有源桥变换器的原边的四个开关器件，开关器件M5～M8为谐振双有源桥变换器的副边的四个开关器件，这八个开关器件分别对应包括一个反并联二极管dM1～dM8和一个寄生电容CM1～CM8，n是谐振双有源桥变换器的变压器变比。
另一实施例，如图2所示，一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，采用上述的谐振双有源桥变换器，调制方法包括以下步骤：
S01：在谐振双有源桥变换器中，调节同一桥臂的两个开关互补运行，调节输入侧开关器件M1到M4的导通时间，一个周期内，M1、M4的导通角度为δ，M2、M3导通角度为2π-δ，产生中点交流电压vAB；
S02：调节同一桥臂的两个开关器件互补运行，调节输出侧开关器件M5～M8以50％的占空比工作，调节开关器件M5和开关器件M8滞后开关器件M1一个移相角产生次级交流电压vCD；
S03：得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu，通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节。
较佳的，步骤S03中得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu的方法包括：
采用基波近似法进行稳态分析，得到vAB、vCD的归一化基波相量为：
M为变换器的电压增益；
得到谐振电流的归一化模型为：
得到归一化输出功率Po,pu：
其中，F为归一化开关频率，Q为品质因数。
一实施例中，步骤S03之后还包括分析ZVS的范围，包括结合谐振电流的归一化模型与变换器周期运行的波形，得到各开关器件的ZVS条件。
一实施例中，将开关器件M1～M8的开启点带入谐振电流的归一化模型，计算在开启点的谐振电流的大小，得到各开关器件的ZVS条件为：M1、M4的ZVS范围为2-2cosδ-4M cos＞0；M2、M3的ZVS范围为M5、M6、M7、M8的ZVS范围为
一实施例中，步骤S03之后还包括最小电流优化，步骤包括：
建立关于谐振电流与输出功率的拉格朗日乘数方程，对方程中的导通角度δ和移相角分别求偏导，得到变换器的MCT控制策略模型为：
将其与变换器输出功率模型结合，得到输出功率关于导通角度δ的模型为：
通过调节所述控制策略中导通角度δ，减少导通损耗。
一实施例中，得到变换器的MCT控制策略的方法包括：
在给定Po,pu情况下，得到最小谐振电流Irms时与δ的组合；通过有效值电流it,pu,p得到如下：
设立一个关于Irms的拉格朗日方程：L＝Irms+λ(Po,pu-C)；
将L对求偏导数得到：
将L对δ求偏导数得到：
将L对λ求偏导数得到：
进一步得到：
另一实施例，一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被执行时实现上述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法。
另一实施例，一种谐振双有源桥变换器的调制控制系统，采用上述的谐振双有源桥变换器，调制系统包括：
初级交流电压vAB产生模块，在谐振双有源桥变换器中，调节同一桥臂的两个开关互补运行，调节输入侧开关器件M1到M4的导通时间，一个周期内，M1、M4的导通角度为δ，M2、M3导通角度为2π-δ，产生中点交流电压vAB；
次级交流电压vCD产生模块，调节同一桥臂的两个开关器件互补运行，调节输出侧开关器件M5～M8以50％的占空比工作，调节开关器件M5和开关器件M8滞后开关器件M1一个移相角产生次级交流电压vCD；
调制控制模块，得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu，通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节。
下面以一具体的实例为例进行详细说明：
产生的初级交流电压vAB和次级交流电压vCD波形图如图3所示。
在一个周期内，开关器件M5、M8同时开闭，脉冲宽度为π；开关器件M6、M7同时开闭，脉冲宽度也为π，产生了次级交流电压vCD。
根据所述谐振双有源桥变换器的谐振运行，采用基波近似FHA的方法进行稳态分析。
如图4所示，根据全桥串联谐振变换器的电路结构得到谐振双有源桥变换器在相量域的FHA等效电路，其中两个电压源分别是vAB、vCD的归一化基波相量，可以得到vAB的相量表达式和vCD的相量表达式分别如公式(1)和公式(2)所示：
接着，根据谐振双有源桥变换器的变压器的作为匝数比的变比得出如公式(3)所示的所述谐振双有源桥变换器的电压增益M：
根据归一化开关频率F＝ωs/ωr、开关角频率ωs、品质因数Q＝ωrLs/RL得到如公式(4)所示的所述谐振双有源桥变换器的谐振腔的归一化阻抗：
QF-Q/F(4)
其中，ωr为归一化谐振角频率，RL为负载电阻，n是变压器变比。
利用等效电路，可以得到如公式(5)所示的归一化的谐振电流表达式：
取电流有效值和电压有效值经过计算可以得到归一化输出功率Po,pu关于输入侧开关管可调脉宽δ与两侧开关管移相角的表达式：
一实施例中，分析ZVS的范围，将开关器件M1～M8的开启点带入谐振电流公式并化简，找到开关器件M1-M8的开启点，计算在开启点的谐振电流的大小，从而得到实现全部软开关时，ZVS工作区域的限制条件：
一实施例中，进行最小电流优化，其是在给定Po,pu情况下，得到Irms最小时与δ的组合；通过有效值电流it,pu,p可以得到如下公式(7)所示的Irms的表达式：
接着若要让Irms公式取得最小值，设立一个关于Irms的拉格朗日方程：L＝Irms+λ(Po,pu-C)；
接着，将L对求偏导数可以得到公式(8)
将L对δ求偏导数可以得到公式(9)
将L对λ求偏导数可以得到公式(10)
将公式(8)-公式(10)三个公式化简可以得到如下公式(11)的δ与M之间的关系表达式：
当δ满足公式(11)的时候Irms取得最小值。
将公式(11)代入Po,pu关于δ的公式(6)中并进一步化简可得公式(12)：
从公式(12)可以看出来，仅需调节vAB开关M1、M4的导通角δ即可控制Po,pu的大小。
接着进行PSIM仿真，观察各个开关管及电压电流在负载分别为200W，此时将其设计为单移相控制(即δ＝180°)、100W(走MCT路径)时的情况。
首先设置电路参数，原型变换器的技术指标为:Vin＝80V，Vout＝55V，开关频率fs＝100kHz，额定输出功率Po＝200W，为了获得更宽的工作范围，设计点选在最大转换增益M＝0.81，即最小输入电压(Vin＝80V)和最大输出电压(Vo＝55V)。因此，变压器匝数比是1：n＝MVin：Vout＝1：0.8487654321。选择F＝1.45，品质因数Q为1.1。谐振腔的参数可以计算如下：
Ls＝50.30μH Cs＝99.99nF
如图5是变换器在Vin＝80V，Vout＝55V，Po＝200W(满载)条件下，各开关管及电压电流仿真波形。
如图6是变换器在Vin＝80V，Vout＝55V，Po＝100W(半载)条件下，各开关管及电压电流仿真波形。
可见，通过使用非对称占空比调制的谐振双有源桥变换器，可以在较大的功率范围内实现开关管ZVS。
基于非对称占空比调制开发的最小电流控制路径(MCT)可以减小谐振电流有效值，降低导通损耗，提高系统效率。
上述实施例为本发明优选地实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，所述谐振双有源桥变换器包括：
输入侧桥式电路，所述输入侧桥式电路由4个开关器件M1～M4构成；
输出侧桥式电路，所述输出侧桥式电路由4个开关器件M5～M8构成；
所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过一个LC谐振回路及高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输出端，调制方法包括以下步骤：
S01：在谐振双有源桥变换器中，调节同一桥臂的两个开关互补运行，调节输入侧开关器件M1到M4的导通时间，一个周期内，M1、M4的导通角度为δ，M2、M3导通角度为2π-δ，产生中点交流电压vAB；
S02：调节同一桥臂的两个开关器件互补运行，调节输出侧开关器件M5～M8以50％的占空比工作，调节开关器件M5和开关器件M8滞后开关器件M1一个移相角产生次级交流电压vCD；
S03：得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu，通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节；
所述得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu的方法包括：
采用基波近似法进行稳态分析，得到vAB、vCD的归一化基波相量为：
M为变换器的电压增益；
得到谐振电流的归一化模型为：
得到归一化输出功率Po,pu：
其中，F为归一化开关频率，Q为品质因数。
2.根据权利要求1所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，所述步骤S03之后还包括分析ZVS的范围，包括结合谐振电流的归一化模型与变换器周期运行的波形，得到各开关器件的ZVS条件。
3.根据权利要求2所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，将开关器件M1～M8的开启点带入谐振电流的归一化模型，计算在开启点的谐振电流的大小，得到各开关器件的ZVS条件为：M1、M4的ZVS范围为2-2cosδ-4M cos＞0；M2、M3的ZVS范围为M5、M6、M7、M8的ZVS范围为
4.根据权利要求1所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，所述步骤S03之后还包括最小电流优化，步骤包括：
建立关于谐振电流与输出功率的拉格朗日乘数方程，对方程中的导通角度δ和移相角分别求偏导，得到变换器的MCT控制策略模型为：
将其与变换器输出功率模型结合，得到输出功率关于导通角度δ的模型为：
通过调节所述控制策略中导通角度δ，减少导通损耗。
5.根据权利要求4所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，得到变换器的MCT控制策略的方法包括：
在给定Po,pu情况下，得到最小谐振电流Irms时与δ的组合；通过有效值电流it,pu,p得到如下：
设立一个关于Irms的拉格朗日方程：L＝Irms+λ(Po,pu-C)；
将L对求偏导数得到：
将L对δ求偏导数得到：
将L对λ求偏导数得到：
进一步得到：
6.一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被执行时实现权利要求1-5任一项所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法。
7.一种谐振双有源桥变换器的调制控制系统，其特征在于，所述谐振双有源桥变换器包括：
输入侧桥式电路，所述输入侧桥式电路由4个开关器件M1～M4构成；
输出侧桥式电路，所述输出侧桥式电路由4个开关器件M5～M8构成；
所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过一个LC谐振回路及高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为DC-DC变换器的输出端，调制系统包括：
初级交流电压vAB产生模块，在谐振双有源桥变换器中，调节同一桥臂的两个开关互补运行，调节输入侧开关器件M1到M4的导通时间，一个周期内，M1、M4的导通角度为δ，M2、M3导通角度为2π-δ，产生中点交流电压vAB；
次级交流电压vCD产生模块，调节同一桥臂的两个开关器件互补运行，调节输出侧开关器件M5～M8以50％的占空比工作，调节开关器件M5和开关器件M8滞后开关器件M1一个移相角产生次级交流电压vCD；
调制控制模块，得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu，通过调节/>和δ这两个控制变量，实现变换器输出功率的调节；
所述得到关于δ和的归一化输出功率Po,pu的方法包括：
采用基波近似法进行稳态分析，得到vAB、vCD的归一化基波相量为：
M为变换器的电压增益；
得到谐振电流的归一化模型为：
得到归一化输出功率Po,pu：
其中，F为归一化开关频率，Q为品质因数。
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