CN113037097B - 谐振双有源桥变换器的调制控制方法 - Google Patents

Abstract

一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，解决了谐振双有源桥变换器的所有开关都能在变换器增益和功率范围变化较大的情况下保持ZVS运行的问题，提高了谐振双有源桥变换器零电压工作范围和整体效率，这样针对谐振双有源桥变换器，提出一种扩展零电压开关ZVS范围、减少开关损耗并提高整体效率的不平衡的脉宽调制策略。

Description

谐振双有源桥变换器的调制控制方法

技术领域

本发明属于谐振双有源桥变换器的控制技术领域，具体涉及一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，尤其涉及一种谐振双有源桥变换器的不平衡脉宽调制策略方法。

背景技术

高频隔离谐振双有源桥变换器以其功率密度高、可靠性高、控制简单等优点，成为不间断电源、电动汽车和可再生能源发电的有利选择。然而，高频运行可能会带来更大的开关损耗、高电磁干扰(EMI)，从而降低转换效率。因此，应用软开关技术，如零电压开关(ZVS)来降低开关损耗是有意义的。

谐振双有源桥变换器具有广泛的零电压开关ZVS运行范围，并且已经提出了一些移相控制方案。传统的脉冲宽度调制(PWM)是双有源桥变换器控制策略的主流，其中所有的开关都以50％的脉冲宽度互补工作，并且一次侧和二次侧桥之间存在一个移相角。得到的高频交流电压是半波对称的方波信号，通过改变脉冲宽度可以控制输出功率。

然而，谐振双有源桥变换器的所有开关不能在整个功率范围保持零电压开关ZVS运行。在轻载条件下，当脉冲宽度减小到一定程度时，一个桥臂中的两个开关肯定会失去零电压开关ZVS。另一种称为改进型脉冲宽度调变(MPWM)的控制策略。其提出了改进零电压开关ZVS运行的方法，其中同一桥臂的开关具有不同的脉冲宽度。所得到的高频交流电压波形，正负脉宽被连接在一起。所有开关在高功率下都能实现零电压开关ZVS。但是，当负载、输入电压和输出电压发生变化，一个开关容易丢失零电压开关ZVS运行状态。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，解决了谐振双有源桥变换器的所有开关都能在变换器增益和功率范围变化较大的情况下保持ZVS运行的问题，提高了谐振双有源桥变换器零电压工作范围和整体效率，这样针对谐振双有源桥变换器，提出一种扩展零电压开关ZVS范围、减少开关损耗并提高整体效率的不平衡的脉宽调制策略。

为了克服现有技术中的不足，本发明提供了一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法的解决方案，具体如下：

一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其包括：

首先，在谐振双有源桥变换器中，V_in和V_o分别是谐振双有源桥变换器的输入电压和输出电压，i_t和i_o分别是谐振双有源桥变换器的谐振电流和输出电流，C_o是谐振双有源桥变换器的输出滤波电容，L_t和C_t分别是谐振双有源桥变换器的谐振电感和谐振电容，开关器件M₁～M₄为谐振双有源桥变换器的原边的四个开关器件，开关器件M₅～M₈为谐振双有源桥变换器的副边的四个开关器件，这八个开关器件分别对应包括一个反并联二极管d_M1～d_M8和一个寄生电容C_M1～C_M8，n是谐振双有源桥变换器的变压器变比；

接着，调节各开关器件M₁～M₈的门极触发信号，得出高频脉宽调制模式，由此产生初级交流电压v_AB和次级交流电压v_CD。

进一步的，所述产生初级交流电压v_AB的方法，包括：调节开关器件M₁和开关器件M₂的工作周期为50％而互补导通；开关器件M₄的脉冲宽度减小到δ，开关器件M₃的脉冲宽度增大到2π-δ；因此，由此产生了一个三电平PWM电压波形。

进一步的，所述产生次级交流电压v_CD的方法，包括：调节所述开关器件M₅和开关器件M₆的工作周期为50％而互补导通；调节所述开关器件M₇和开关器件M₈的工作周期为50％而互补导通；同时，所述开关器件M₅和开关器件M₈滞后开关器件M₁一个移相角，定义这个移相角为φ；由此产生了次级交流电压v_CD。

根据所述谐振双有源桥变换器的谐振运行，采用基波近似FHA的方法进行稳态分析：

由全桥串联谐振变换器的电路结构得到所述谐振双有源桥变换器在相量域的FHA等效电路，其中两个电压源分别是v_AB和v_CD/n的归一化基波相量，可以得到v_AB的相量表达式

和v_CD/n的相量表达式

分别如公式(3)和公式(4)所示:

进一步的，根据所述谐振双有源桥变换器的变压器的匝数比得出如公式(5)所示的所述谐振双有源桥变换器的电压增益M：

M＝V_o/nV_in (5)。

进一步的，根据归一化开关频率F＝ω_s/ω_N、开关角频率ω_s、质量因子Q＝ω_NL_t/Z_N得到如公式(6)所示的所述谐振双有源桥变换器的谐振腔的归一化阻抗，其中，ω_N为归一化谐振角频率，

Z_N为归一化阻抗，Z_N＝R_L/n²：

QF-Q/F (6)；

利用等效电路，可以得到如公式(7)所示的归一化的谐振电流表达式i_t，N，其中t表示时间：

i_t，N＝I_Pcos(ω_St+Φ_i) (7)

其中相角φ_i和峰值电流I_p分别如公式(9)和公式(8)所示：

取电流i_t，N的有效值和电压v_AB的有效值经过公式(10)计算可以得到归一化输出功率P_o，N关于M₄脉冲宽度δ与移相角φ的表达式：

进一步的，分析ZVS的范围，将开关器件M₁～M₈的开启点带入谐振电流公式并化简，得出每个开关器件对应的如表1所示的ZVS条件：

表1

开关	ZVS范围
		M<sub>1</sub>、M<sub>2</sub>、M<sub>4</sub>	3-cosδ-4M cosφ＞0
M<sub>3</sub>	1-3 cosδ+4M cos(δ-φ)＞0
		M<sub>5</sub>、M<sub>6</sub>、M<sub>7</sub>、M<sub>8</sub>	cos(δ-φ)-3 cosδ+4M＞0

进一步的，进行最小电流优化，其是在给定P^* _O，N情况下，得到I_rms最小时φ与δ的组合；通过峰值电流I_p可以得到如公式(11)所示的l_rms的表达式：

接着若要让I_rms公式取得最小值，令P_O,N＝P^* _O,N,再设立一个关于I_rms的拉格朗日方程：L＝I_rms+λ(P_O,N-P^* _O,N)；

接着，将L对Φ求偏导数可以得到公式(12)：

将L对δ求偏导数可以得到公式(13)：

将L对λ求偏导数可以得到公式(14)：

将公式(12)-公式(14)这样的三个公式化简可以得到φ、δ与M之间的关系表达式：

4M＝3 cosφ-cos(δ-φ) (15)

当φ、δ满足公式(15)的时候I_rms取得最小值。

将公式(15)代入P_O,N关于φ、δ的公式中并进一步化简可得公式(16)：

从公式(16)可以看出，仅需调节v_AB正脉冲的宽度δ即可控制P_O,N的大小。

本发明的有益效果为：

1)该不平衡脉宽调制策略，是以双有源桥式变换器(Dual Active Bridge,DAB)DC-DC变换器为基础的，在输入、输出两端电压极性都不变的情况下，可以从实际出发，通过改变输入输出电流的方向，从而改变功率的流向，使得能量可以双向传递。

2)该双有源桥式变换器的所有八个开关器件都能够在变换器增益和功率范围变化较大的情况下，全部实现ZVS运行，降低开关损耗。

3)基于不平衡脉宽调制开发的最小电流控制路径(MCT)可以减小谐振电流有效值，降低导通损耗，提高系统效率。

附图说明

图1是谐振双有源桥变换器原理图；

图2是综合了开关M₁～M₈的控制信号、通过控制开关M₁～M₈产生的电压波形图以及产生的输出电流的波形图；

图3是变换器在相量域FHA的等效电路；

图4是不平衡脉宽调制下的v_AB和v_CD的仿真波形图、i_LC(即i_t,,N)谐振电流的仿真波形图以及M₁～M₈八个开关管的电流波形；

图5是MPWM控制下的v_AB和v_CD的仿真波形图、i_LC(即i_t,,N)谐振电流的仿真波形图以及M₁～M₈八个开关管的电流波形；

图6是PWM控制下的v_AB和v_CD的仿真波形图、i_LC(即i_t,,N)谐振电流的仿真波形图以及M₁～M₈八个开关管的电流波形。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明做进一步地说明。

如图1-图6所示，谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其包括：

如图1所示的作为谐振双有源桥变换器的全桥串联谐振变换器的原理图，其中，首先，在谐振双有源桥变换器中，V_in和V_o分别是谐振双有源桥变换器的输入电压和输出电压，i_t和i_o分别是谐振双有源桥变换器的谐振电流和输出电流，C_o是谐振双有源桥变换器的输出滤波电容，L_t和C_t分别是谐振双有源桥变换器的谐振电感和谐振电容，开关器件M₁～M₄为谐振双有源桥变换器的原边的四个开关器件，开关器件M₅～M₈为谐振双有源桥变换器的副边的四个开关器件，这八个开关器件分别对应包括一个反并联二极管d_M1～d_M8和一个寄生电容C_M1～C_M8，n是谐振双有源桥变换器的变压器变比；

接着，调节各开关器件M₁～M₈的作为脉冲宽度的门极触发信号，得出作为用于控制器的门控信号方案的高频脉宽调制模式，由此产生初级交流电压v_AB和次级交流电压v_CD。

如图2所示，进一步的，所述产生初级交流电压v_AB的方法，包括：调节开关器件M₁和开关器件M₂的作为占空比的工作周期为50％而互补导通；开关器件M₄的脉冲宽度减小到比π更小的δ，开关器件M₃的脉冲宽度增大到2π-δ；因此，由此产生了一个三电平PWM电压波形。称它为不对称，因为正脉冲的宽度是δ，而负脉冲的宽度总是等于π。进而计算得到谐振双有源桥变换器的谐振电流i_t,,N的表达式。

进一步的，所述产生次级交流电压v_CD的方法，包括：调节所述开关器件M₅和开关器件M₆的工作周期为50％而互补导通；调节所述开关器件M₇和开关器件M₈的工作周期为50％而互补导通；同时，所述开关器件M₅和开关器件M₈滞后开关器件M₁一个移相角，定义这个移相角为φ；因此，由此产生了作为一个对称的方波信号的次级交流电压v_CD。通过稳态分析，根据初级交流电压v_AB和次级交流电压v_CD的波形可以得到谐振电流i_t,,N的波形。通过改变脉冲宽度δ与移相角φ，可以控制谐振电流i_t以及功率P_o的变化。在一个周期内，开关器件M₅、开关器件M₈同时开闭，脉冲宽度为π；开关器件M₆、开关器件M₇同时开闭，脉冲宽度也为π。因此，产生了次级交流电压v_CD。

由于根据所述谐振双有源桥变换器的谐振运行，可采用基波近似FHA的方法进行稳态分析；为了方便起见，将所有数量均按公式(1)-公式(3)来达成基值归一化，这里的所有数量包括对应公式(1)中的电压、频率和阻抗：

V_N＝V_in (1)

Z_N＝R_L/n² (2)

图3所示了由全桥串联谐振变换器的电路结构得到所述谐振双有源桥变换器在相量域的FHA等效电路，进而计算得到所述谐振双有源桥变换器的谐振电流i_t,,N的表达式。其中两个电压源分别是v_AB和v_CD/n的归一化基波相量，可以得到v_AB的相量表达式

和v_CD/n的相量表达式

分别如公式(3)和公式(4)所示:

进一步的，接着，根据所述谐振双有源桥变换器的变压器的作为匝数比的变比得出如公式(5)所示的所述谐振双有源桥变换器的电压增益M：

M＝V_o/nV_in (5)。

进一步的，根据归一化开关频率F＝ω_s/ω_N、开关角频率ω_s、质量因子Q＝ω_NL_t/Z_N可以得到如公式(6)所示的所述谐振双有源桥变换器的谐振腔的归一化谐振腔阻抗，其中，ω_N为归一化谐振角频率，

Z_N为归一化输出阻抗，Z_N＝R_L/n²：

Q_F-Q/F (6)；

利用等效电路，可以得到如公式(7)所示的归一化的谐振电流表达式i_t，N，其中t表示时间：

i_t，N＝I_Pcos(ω_St+Φ_i) (7)

其中相角φ_i和峰值电流I_p分别如公式(9)和公式(8)所示:

取电流i_t,N的有效值和电压v_AB的有效值经过公式(10)计算可以得到归一化输出功率P_o,N关于M₄脉冲宽度δ与移相角φ的表达式：

进一步的，然后分析ZVS的范围，根据图2所示的谐振电流的波形图，将开关器件M₁～M₈的开启点带入谐振电流公式并化简，可以得出每个开关器件对应的如表1所示的ZVS条件，找到开关器件M₁-M₈的开启点，计算在开启点的谐振电流的大小，从而得到实现全部软开关时，ZVS工作区域的限制条件：

表1

开关	ZVS范围
		M<sub>1</sub>、M<sub>2</sub>、M<sub>4</sub>	3-cosδ-4M cosφ＞0
M<sub>3</sub>	1-3 cosδ+4M cos(δ-φ)＞0
		M<sub>5</sub>、M<sub>6</sub>、M<sub>7</sub>、M<sub>8</sub>	cos(δ-φ)-3 cosδ+4M＞0

进一步的，进行最小电流优化，其要求是在给定P^* _O，N情况下，得到I_rms最小时φ与δ的组合；通过峰值电流I_p可以得到如公式(11)所示的I_rms的表达式：

接着若要让I_rms公式取得最小值，令P_O，N＝P^* _O，N，再设立一个关于I_rms的拉格朗日方程：L＝I_rms+λ(P_O，N-P^* _O，N)；

接着，将L对Φ求偏导数可以得到公式(12)：

将L对δ求偏导数可以得到公式(13)：

将L对λ求偏导数可以得到公式(14)：

将公式(12)-公式(14)这样的三个公式化简可以得到φ、δ与M之间的关系表达式：

4M＝3 cosφ-cos(δ-φ) (15)

因此可以得出，当φ、δ满足公式(15)的时候I_rms取得最小值。将公式(15)代入P_O,N关于φ、δ的公式中并进一步化简可得公式(16)：

从公式(16)可以看出，仅需调节v_AB正脉冲的宽度δ即可控制P_O,N的大小。

接着，将传统的脉冲宽度调制(PWM)、改进型脉冲宽度调制(MPWM)的控制策略与不平衡脉宽调制策略进行对比。很明显，相比于PWM和MPWM，不平衡脉宽调制可以在谐振双有源桥变换器增益和功率范围变化较大的情况下保持ZVS运行。

为了更好地说明不平衡脉宽调制的优点，在同等实验条件下，将其与PWM、MPWM进行对比，分别观察在不平衡脉宽调制、PWM、MPWM控制下，电路中每个开关是否都工作在ZVS区。首先设置电路参数，原型变换器的技术指标为:V_in＝100～120V，V_O＝40～55V，开关频率f_s＝100kHz，额定输出功率P_O＝200W，为了获得更宽的工作范围，设计点选在最大转换增益M＝0.8，即最小输入电压(V_in＝100V)和最大输出电压(V_o＝55V)。因此，变压器匝数比是1:n＝MV_in:V_o＝1:0.6875。选择F＝1.3，品质因数Q为1.145。谐振腔的参数可以计算如下:

L_t＝75.83μH C_t＝56.45nF

在以上电路参数设置好并保持不变的情况下，使变换器运行在M＝0.48(V_in＝120V，V_o＝40V)，P_O＝100W的情况下；用PSIM仿真软件分别对在三种控制方式下的电路进行仿真，得到图4、图5、图6的仿真波形图。如图4，电路在不平衡脉宽调制下，开关M₁-M₈均实现ZVS运行。如图5，电路在MPWM控制下，开关M₄失去ZVS运行。如图6，电路在PWM控制下，开关M₂、M₄失去ZVS运行。针对变换器增益变化较大的全桥串联谐振变换器，提出的不平衡脉宽调制是实现ZVS运行和提高整体效率的有效途径。最后通过计算机仿真，进行验证，并对PWM、MPWM和不平衡脉宽调制进行了比较。结果表明，随着输入/输出电压以及功率的变化，由于所有开关均实现ZVS运行，不平衡脉宽调制控制将比PWM和MPWM具有更高的效率。其中，M为电压增益，F为归一化开关频率，ω_s为开关角频率C_t为谐振电容，C_o是输出滤波电容，L_t为谐振电感，R_L为负载电阻n是变压器变比，ω_N为归一化谐振角频率(具体公式为

)，Z_N为归一化阻抗(具体公式为Z_N＝R_L/n²)，Q为品质因数，δ为开关管M₄的脉冲宽度，v_AB为初级高频交流电压，v_CD为次级高频交流电压，φ为M₅滞后M₁的移相角，

是v_AB的向量表示形式，

是v_CD的向量表示形式，i_t为谐振电流t为时间变量，i_o为输出电流，θ为角度变量，I_p为谐振电流的峰值，i_t，N为归一化化谐振电流，φ_i为谐振电流与

的移相角，I_rms为谐振电流的有效值，P_o,N为归一化输出功率，P_o实际输出功率，ω_r为谐振频率，P^* _O,N为一个设定的归一化输出功率值，L拉格朗日函数，λ拉格朗日乘子。

以上以用实施例说明的方式对本发明作了描述，本领域的技术人员应当理解，本公开不限于以上描述的实施例，在不偏离本发明的范围的情况下，可以做出各种变化、改变和替换。

Claims (4)

1.一种谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，包括：

首先，在谐振双有源桥变换器中，V_in和V_o分别是谐振双有源桥变换器的输入电压和输出电压，i_t和i_o分别是谐振双有源桥变换器的谐振电流和输出电流，C_o是谐振双有源桥变换器的输出滤波电容，L_t和C_t分别是谐振双有源桥变换器的谐振电感和谐振电容，开关器件M₁～M₄为谐振双有源桥变换器的原边的四个开关器件，开关器件M₅～M₈为谐振双有源桥变换器的副边的四个开关器件，这八个开关器件分别对应包括一个反并联二极管d_M1～d_M8和一个寄生电容C_M1～C_M8，n是谐振双有源桥变换器的变压器变比；

接着，调节各开关器件M₁～M₈的门极触发信号，得出高频脉宽调制模式，由此产生初级交流电压v_AB和次级交流电压v_CD，

根据所述谐振双有源桥变换器的谐振运行，采用基波近似FHA的方法进行稳态分析：

由全桥串联谐振变换器的电路结构得到所述谐振双有源桥变换器在相量域的FHA等效电路，其中两个电压源分别是v_AB和v_CD/n的归一化基波相量，δ为开关管M4的脉冲宽度，φ为M5滞后M1的移相角，可以得到v_AB的相量表达式

和v_CD/n的相量表达式

分别如公式(3)和公式(4)所示：

所述产生初级交流电压v_AB的方法，包括：调节开关器件M₁和开关器件M₂的工作周期为50％而互补导通；开关器件M₄的脉冲宽度减小到δ，开关器件M₃的脉冲宽度增大到2π-δ；由此产生了一个三电平PWM电压波形；

所述产生次级交流电压v_CD的方法，包括：调节所述开关器件M₅和开关器件M₆的工作周期为50％而互补导通；调节所述开关器件M₇和开关器件M₈的工作周期为50％而互补导通；同时，所述开关器件M₅和开关器件M₈滞后开关器件M₁一个移相角，定义这个移相角为φ；由此产生了次级交流电压v_CD；

根据所述谐振双有源桥变换器的变压器的匝数比得出如公式(5)所示的所述谐振双有源桥变换器的电压增益M：

M＝V_o/n V_in (5)。

2.根据权利要求1所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，根据归一化开关频率F＝ω_s/ω_N、开关角频率ω_s、质量因子Q＝ω_NL_t/Z_N得到谐振双有源桥变换器的谐振腔的归一化阻抗Z_LC＝QF-Q/F，其中，ω_N为归一化谐振角频率，

Z_N为基准阻抗，Z_N＝R_L/n²；

利用等效电路，可以得到如公式(6)所示的归一化的谐振电流表达式i_t，N，其中t表示时间：

i_t，N＝I_Pcos(ω_St+Φ_i) (6)

其中相角φ_i和峰值电流I_P分别如公式(8)和公式(7)所示：

取电流i_t，N的有效值和电压v_AB的有效值经过公式(9)计算可以得到归一化输出功率P_o，N关于M₄脉冲宽度δ与移相角φ的表达式：

3.根据权利要求2所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，分析ZVS的范围，将开关器件M₁～M₈的开启点带入谐振电流公式并化简，得出每个开关器件对应的如表1所示的ZVS条件：

表1

开关 ZVS范围 M₁、M₂、M₄ 3-cosδ-4M cosφ＞0 M₃ 1-3cosδ+4M cos(δ-φ)＞0 M₅、M₆、M₇、M₈ cos(δ-φ)-3cosδ+4M＞0

接着进行最小电流优化，其是在给定P^* _O，N情况下，得到I_rms最小时φ与δ的组合；通过峰值电流I_p可以得到如公式(10)所示的I_rms的表达式：

接着若要让I_rms公式取得最小值，令P_O，N＝P^* _O，N，再设立一个关于I_rms的拉格朗日方程：L＝I_rms+λ(P_O，N-P^* _O，N)；

接着，将L对Φ求偏导数可以得到公式(11)：

将L对δ求偏导数可以得到公式(12)：

将L对λ求偏导数可以得到公式(13)：

将公式(11)-公式(13)这样的三个公式化简可以得到φ、δ与M之间的关系表达式：

4M＝3cosφ-cos(δ-φ) (14)

当φ、δ满足公式(14)的时候I_rms取得最小值。

4.根据权利要求3所述的谐振双有源桥变换器的调制控制方法，其特征在于，将公式(14)代入P_O，N关于φ、δ的公式中并进一步化简可得公式(15)：

从公式(15)可以看出，仅需调节v_AB正脉冲的宽度δ即可控制P_O，N的大小。

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