CN115955122B - 一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，双桥串联谐振变换器拓扑包括一次侧全桥电路、谐振槽、高频变压器以及二次侧全桥电路，所述一次侧全桥包括开关管M₁～M₄构成一次侧有源全桥电路；所述谐振槽包括设置在一次侧的依次连接的一次侧谐振电感和谐振电容；所述二次侧全桥包括开关管Q₁～Q₄构成二次侧有源全桥电路。调节一次侧两个桥臂开关管间移相角α以及二次侧两个桥臂开关管间移相角π‑β。通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率采用固定波形脉宽或固定波形频率调制，使谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，不仅可以实现所有开关管ZVS运行，还可以保证变换器一次侧与二次侧完全消除回流功率，提高整体运行效率。

Description

一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法及系统

技术领域

本发明涉及谐振双有源桥变换器的调制技术领域，具体的涉及一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法及系统。

背景技术

双向DC-DC变换器自提出以来一直用于连接可再生能源、电池充/放电器、不间断电源等系统的不同直流电压母线。基于双向DC-DC变换器，有学者提出脉宽调制(PWM)谐振变换器来实现变换器的软开关运行，并通过占空比调制或移相调制对变换器的双向功率流动进行控制。

然而，实现变换器的软开关运行必然导致电路中存在大量循环电流，从而导致变换器的导通损耗增加，效率降低。因此，为了实现具有低导通损耗的变换器ZVS运行，不仅需要抑制开关管中的环流，同时也需要通过调制来减少变换器运行过程中的回流功率。

申请号202010310950.X公开了一种双变压器串联谐振双有源桥DC-DC变换器拓扑的轨迹控制方法，通过采样电路，采样变换器的高压侧电压和低压侧电压。通过数字控制电路，计算当前控制变量原副边外移相角和副边内移相角。根据控制轨迹，控制原副边外移相角和副边内移相角始终沿着轨迹移动，以此保证软开关条件和最小环流控制；通过驱动电路将控制量进行输出，进而控制变换器运行。该调制方法并没有涉及变换器运行过程中的回流功率的控制。

发明内容

本发明的目的在于提供一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法及系统，通过调节脉宽α、β以及频率，在高功率采用固定波形脉宽调制，低功率采用固定波形频率调制，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，不仅可以实现全开关管ZVS运行，还可以保证DBSRC一次侧与二次侧完全消除回流功率，提高整体运行效率。

实现本发明目的的技术解决方案为：

一种双桥串联谐振变换器，包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥，所述一次侧全桥包括开关管M₁～M₄，所述开关管M₁～M₄构成一次侧有源全桥电路；所述谐振槽包括设置在一次侧与高频变压器间的依次连接的一次侧谐振电感L_r和谐振电容C_r；所述高频变压器的匝数比为n：1；所述二次侧全桥包括开关管Q₁～Q₄，所述开关管Q₁～Q₄构成二次侧有源全桥电路。

本发明还公开了一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，采用上述的双桥串联谐振变换器，调制方法包括以下步骤：

S01：一个周期内，使得一次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为α，使得二次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为β；

S02：调节二次侧电压滞后一次侧电压相位π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β；

S03：通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率时采用固定波形脉宽调制或者固定波形频率调制，对谐振电流的相位进行调整，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相。

优选的技术方案中，所述步骤S01中，调节开关管M₁～M₄的脉冲宽度，使开关管M₁、M₂、M₃、M₄保持50％占空比，且开关管M₁和M₂及M₃和M₄互补导通，调节开关管M₃滞后开关管M₁角度α，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为α。

优选的技术方案中，所述步骤S02中，调节开关管Q₁～Q₄的脉冲宽度，使开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄保持50％占空比，且开关管Q₁和Q₂及Q₃和Q₄互补导通，调节开关管Q₄滞后开关管Q₁角度π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β。

优选的技术方案中，所述步骤S03中对谐振电流的相位进行调整的方法包括：

将谐振电流i_r过零点调整在开关管M₁与Q₁的开启处，从而使得谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，即满足以下条件：i_r,pu(ω_st)＝i_r,pu(0)＝0时，i_r,pu是谐振电流i_r的标幺化表达式，实现零回流功率。

优选的技术方案中，所述谐振电流i_r的计算方法包括：

得到变换器在时域下的等效电路，根据基波近似法，得到：

其中，v_xy(ω_st)是v_xy的时域表达形式，v_mn(ω_st)是v_mn的时域表达形式，v_xy为脉宽为α的三电平交流电压，v_mn为脉宽为β的三电平交流电压；V_H和V_L分别是输入电压和输出电压；

进一步得到：

其中，i_r,pu是谐振电流i_r的标幺化表达式，I_r,pu是标幺化谐振电流峰值，是谐振电流移相角。

优选的技术方案中，所述步骤S03包括：

S31：当电压增益确定为M<1时，根据变换器的标幺化输出功率，确定变换器拟采用的调制方案：当变换器的标幺化输出功率大于变换器的临界功率P_{L,pu,boundary}时，此时α<β≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时β＝π，采用固定波形频率调制；

S32：当M确定为1时，此时α＝β≤π，变换器无论是否大于P_{L,pu,boundary}都采用固定波形脉宽调制；

S33：当M确定为M>1时，当变换器的标幺化输出功率大于P_{L,pu,boundary}时，此时β<α≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时α＝π，采用固定波形频率调制。

优选的技术方案中，所述变换器的临界功率即为脉宽调制与频率调制的分界标幺化输出功率P_{L,pu,boundary}：

其中，M是电压增益，F是标幺化开关频率，Q是品质因数。

本发明又公开了一种双桥串联谐振变换器的无回流调制系统，采用上述的双桥串联谐振变换器，调制系统包括：

一次侧波形调节模块，一个周期内，使得一次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为α；

二次侧波形调节模块，使得二次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为β；调节二次侧电压滞后一次侧电压相位π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β；

调制模块，通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率时采用固定波形脉宽调制或者固定波形频率调制，对谐振电流的相位进行调整，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相。

优选的技术方案中，所述调制模块的调制方法包括：

S31：当电压增益确定为M<1时，根据变换器的标幺化输出功率，确定变换器拟采用的调制方案：当变换器的标幺化输出功率大于变换器的临界功率P_{L,pu,boundary}时，此时α<β≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时β＝π，采用固定波形频率调制；

S32：当M确定为1时，此时α＝β≤π，变换器无论是否大于P_{L,pu,boundary}都采用固定波形脉宽调制；

S33：当M确定为M>1时，当变换器的标幺化输出功率大于P_{L,pu,boundary}时，此时β<α≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时α＝π，采用固定波形频率调制。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：

(1)本发明可以保证DBSRC一次侧与二次侧完全实现零回流功率，即实现了最小的导通损耗。

(2)本发明可以实现全部开关管的软开关运行，即实现了最小的开关损耗。从而极大地提高了变换器的效率。

附图说明

图1是双桥串联谐振变换器原理图；

图2是在双桥串联谐振变换器下采用无回流调制策略的稳态波形图；

图3是双桥串联谐振变换器在时域下的等效电路图；

图4是双桥串联谐振变换器全功率下的调制方案选择流程图；

图5是V_H＝150V，V_L＝80V，M＝0.9，P_r＝200W，v_xy、v_mn、i_r、i_L波形和各开关管电流图。

具体实施方式

本发明的原理是：通过调节脉宽α、β以及频率，在高功率采用固定波形脉宽调制，低功率采用固定波形频率调制，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，不仅可以实现全开关管ZVS运行，还可以保证DBSRC一次侧与二次侧完全消除回流功率，提高整体运行效率。

实施例1：

如图1所示，一种双桥串联谐振变换器，包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥。

一次侧全桥包括开关管M₁～M₄，开关管M₁～M₄构成一次侧有源全桥电路；谐振槽包括设置在一次侧的依次连接的一次侧谐振电感L_r和谐振电容C_r；高频变压器的匝数比为n：1；二次侧全桥包括开关管Q₁～Q₄，开关管Q₁～Q₄构成二次侧有源全桥电路。

具体的，一次侧全桥电路由主电源V_H、稳压电容C_H、开关管M₁～M₄、体二极管d_M1～d_M4及其寄生电容C_M1～C_M4组成，经过由谐振电感L_r和谐振电容C_r组成的谐振槽和变比为n:1的高频变压器T，与由开关管Q₁～Q₄、体二极管d_Q1～d_Q4及其寄生电容C_Q1～C_Q4、滤波电容CL以及二次侧电压源V_L组成的二次侧全桥电路相连。

另一实施例，一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，采用上述的一种双桥串联谐振变换器，调制方法包括以下步骤：

S01：一个周期内，使得一次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为α，使得二次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为β；

S02：调节二次侧电压滞后一次侧电压相位π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β；

S03：通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率时采用固定波形脉宽调制或者固定波形频率调制，对谐振电流的相位进行调整，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相。

具体的实现中，如图2所示，调节开关管M₁～M₄的脉冲宽度，使开关管M₁、M₂、M₃、M₄保持50％占空比，且开关管M₁和M₂、M₃和M₄互补导通，调节开关管M₃滞后M₁角度α，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为α，0<α<π。

调节开关管Q₁～Q₄的脉冲宽度，使开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄保持50％占空比，且开关管Q₁和Q₂、Q₃和Q₄互补导通，调节开关管Q₄滞后开关管Q₁角度π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β，0<β<π。

产生两个脉宽分别为α和β的三电平交流电压v_xy和v_mn。

一实施例中，对谐振电流的相位进行调整；将谐振电流i_r过零点调整在开关管M₁与Q₁的开启处，从而使得谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，即满足以下条件：i_r,pu(ω_st)＝i_r,pu(0)＝0时，实现零回流功率。

具体的实现，双桥串联谐振变换器在时域下的等效电路如图3所示：根据基波近似法，得到：

其中，v_xy(ω_st)是v_xy的时域表达形式，v_mn(ω_st)是v_mn的时域表达形式；V_H和V_L分别是输入电压和输出电压；α和β分别是一次侧三电平交流电压的和二次侧三电平交流电压的脉冲宽度；

进一步得到：

其中，i_r,pu是谐振电流i_r的标幺化表达式，I_r,pu是标幺化谐振电流峰值，是谐振电流移相角；

具体表示为：

其中，M是电压增益，表达式为其中n：1为变压器的匝数比。F是标幺化开关频率，表达式/>其中ω_s是开关角频率，ω_r是谐振角频率。Q是品质因数，表达式为/>其中R_B是基准负载电阻，表达式为/>其中R'_L是转换到一次侧的负载电阻，V_L ²是输出电压V_L的平方值，P_r是设计的额定功率。

为了实现零回流功率，需要对谐振电流的相位进行调整。将谐振电流i_r过零点调整在开关管M₁与Q₁的开启处，从而使得谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，因此无回流调制方法必须满足条件：i_r,pu(ω_st)＝i_r,pu(0)＝0，具体表示为：

因此，保证零回流功率需要满足条件：

根据电流和电压表达式可以得到标幺化输出功率P_L,pu：

由于谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，因此在开关管M₁、M₂、Q₁与Q₂的开通时刻，谐振电流为零；对于开关管M₁、M₂、Q₁与Q₂来说，在它们开通时，流过开关管的电流为零，也就是从零电流开通的ZVS运行，这种ZVS运行方式并没有增加变换器的开关损耗；对于其余的开关管，它们的ZVS运行方式为正常的负电流开通。

由于谐振电流需要保持与M₁、Q₁的门信号同相，当电压增益M确定时，一次侧三电平交流电压的和二次侧三电平交流电压的脉冲宽度α和β调节范围受到限制，随着两个交流电压的占空比不断调节，越来越大，功率越来越小，当α或β调至最大值π时，此时仅用脉宽调制方案并不能满足变换器全功率范围运行；当变换器运行功率达到脉宽调制方案的临界功率时，需要采用频率调制来使得变换器能够在低功率下运行，具体方法为：保持两个交流电压占空比不变，通过调节变换器开关频率f_s来达到使DBSRC在低功率下继续运行的目的，此过程实现方式的流程图如图4所示。

其中，变换器的临界功率具体表示为：

其中，P_{L,pu,boundary}是脉宽调制与频率调制的分界标幺化输出功率，具体表达式由电压增益M确定。

如图4所示，当电压增益确定为M<1时，根据变换器的标幺化输出功率，确定变换器拟采用的调制方案：当变换器的标幺化输出功率大于P_{L,pu,boundary}时，此时α<β≤π，DBSRC采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时β＝π，DBSRC采用固定波形频率调制。当M确定为1时，此时α＝β≤π，变换器无论是否大于P_{L,pu,boundary}都采用固定波形脉宽调制。当M>1，变换器的标幺化输出功率大于P_{L,pu,boundary}时，此时β<α≤π，DBRC采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时α＝π，DBSRC采用固定波形频率调制。

另一实施例中，一种双桥串联谐振变换器的无回流调制系统，采用上述的双桥串联谐振变换器，调制系统包括：

一次侧波形调节模块，一个周期内，使得一次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为α；

二次侧波形调节模块，使得二次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为β；调节二次侧电压滞后一次侧电压相位π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β；

调制模块，通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率时采用固定波形脉宽调制或者固定波形频率调制，对谐振电流的相位进行调整，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相。

具体的实现同上，这里不再赘述。

下一步进行关键参数设计：

选择M＝0.9，F＝1.3，Q＝1。设计输入电压V_H为150V，输出电压V_L为80V，额定功率P_r为200W，开关频率f_s为100kHz。

因此关键参数可以得到：n＝1.6875，R_L＝32Ω，L_r＝188.5μH，C_r＝22.71nF。

在M设计在0.9的情况下，DBSRC的脉宽调制与频率调制的分界标幺化输出功率值为：

此时，在选定的参数下200W的标幺功率值为0.81，150W的标幺功率值为0.61，100W的标幺功率值为0.405，50W的标幺功率值为0.203。也就是说，变换器在200W和150W下采用固定波形脉宽调制，在100W和50W下采用固定波形频率调制。

为了验证理论分析，将采用以上参数在PSIM软件里进行仿真。

接下来，将在4种负载情况(200W，150W，100W，50W)下进行仿真验证本发明的实际效果，如图5所示。在4种负载情况下，变换器全部开关管满足ZVS运行，一次侧与二次侧完全消除回流功率，并且二次侧输出电流几乎无环流，变换器效率大大提高。

上述实施例为本发明优选地实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，其特征在于，双桥串联谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥，所述一次侧全桥包括开关管M₁～M₄，所述开关管M₁～M₄构成一次侧有源全桥电路；所述谐振槽包括设置在一次侧与高频变压器间的依次连接的一次侧谐振电感L_r和谐振电容C_r；所述高频变压器的匝数比为n：1；所述二次侧全桥包括开关管Q₁～Q₄，所述开关管Q₁～Q₄构成二次侧有源全桥电路；调制方法包括以下步骤：

S01：一个周期内，使得一次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为α，使得二次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为β；

S02：调节二次侧电压滞后一次侧电压相位π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β；

S03：通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率时采用固定波形脉宽调制或者固定波形频率调制，对谐振电流的相位进行调整，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相；

所述步骤S03包括：

S31：当电压增益确定为M<1时，根据变换器的标幺化输出功率，确定变换器拟采用的调制方案：当变换器的标幺化输出功率大于变换器的临界功率P_{L,pu,boundary}时，此时α<β≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时β＝π，采用固定波形频率调制；

S32：当M确定为1时，此时α＝β≤π，变换器无论是否大于P_{L,pu,boundary}都采用固定波形脉宽调制；

S33：当M确定为M>1时，当变换器的标幺化输出功率大于P_{L,pu,boundary}时，此时β<α≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时α＝π，采用固定波形频率调制。

2.根据权利要求1所述的双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，其特征在于，所述步骤S01中，调节开关管M₁～M₄的脉冲宽度，使开关管M₁、M₂、M₃、M₄保持50％占空比，且开关管M₁和M₂及M₃和M₄互补导通，调节开关管M₃滞后开关管M₁角度α，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为α。

3.根据权利要求1所述的双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，其特征在于，所述步骤S02中，调节开关管Q₁～Q₄的脉冲宽度，使开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄保持50％占空比，且开关管Q₁和Q₂及Q₃和Q₄互补导通，调节开关管Q₄滞后开关管Q₁角度π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β。

4.根据权利要求1所述的双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，其特征在于，所述步骤S03中对谐振电流的相位进行调整的方法包括：

将谐振电流i_r过零点调整在开关管M₁与Q₁的开启处，从而使得谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相，即满足以下条件：i_r,pu(ω_st)＝i_r,pu(0)＝0时，ω_s是开关角频率，i_r,pu是谐振电流i_r的标幺化表达式，实现零回流功率。

5.根据权利要求4所述的双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，其特征在于，所述谐振电流i_r的计算方法包括：

得到变换器在时域下的等效电路，根据基波近似法，得到：

其中，v_xy(ω_st)是v_xy的时域表达形式，v_mn(ω_st)是v_mn的时域表达形式，v_xy为脉宽为α的三电平交流电压，v_mn为脉宽为β的三电平交流电压；V_H和V_L分别是输入电压和输出电压；

进一步得到：

其中，i_r,pu是谐振电流i_r的标幺化表达式，I_r,pu是标幺化谐振电流峰值，是谐振电流移相角。

6.根据权利要求1所述的双桥串联谐振变换器的无回流调制方法，其特征在于，所述变换器的临界功率即为脉宽调制与频率调制的分界标幺化输出功率P_{L,pu,boundary}：

其中，M是电压增益，F是标幺化开关频率，Q是品质因数。

7.一种双桥串联谐振变换器的无回流调制系统，其特征在于，双桥串联谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥，所述一次侧全桥包括开关管M₁～M₄，所述开关管M₁～M₄构成一次侧有源全桥电路；所述谐振槽包括设置在一次侧与高频变压器间的依次连接的一次侧谐振电感L_r和谐振电容C_r；所述高频变压器的匝数比为n：1；所述二次侧全桥包括开关管Q₁～Q₄，所述开关管Q₁～Q₄构成二次侧有源全桥电路；调制系统包括：

一次侧波形调节模块，一个周期内，使得一次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为α；

二次侧波形调节模块，使得二次侧电压正负半周脉冲宽度可调，正负半周脉冲宽度为β；调节二次侧电压滞后一次侧电压相位π-β，产生一个具有零电平的三电平交流电压波形，其正负脉宽为β；

调制模块，通过调节脉宽α、β以及频率，不同功率时采用固定波形脉宽调制或者固定波形频率调制，对谐振电流的相位进行调整，保持谐振电流与M₁、Q₁的门信号同相；

所述调制模块的调制方法包括：

S31：当电压增益确定为M<1时，根据变换器的标幺化输出功率，确定变换器拟采用的调制方案：当变换器的标幺化输出功率大于变换器的临界功率P_{L,pu,boundary}时，此时α<β≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时β＝π，采用固定波形频率调制；

S32：当M确定为1时，此时α＝β≤π，变换器无论是否大于P_{L,pu,boundary}都采用固定波形脉宽调制；

S33：当M确定为M>1时，当变换器的标幺化输出功率大于P_{L,pu,boundary}时，此时β<α≤π，采用固定波形脉宽调制；当变换器的标幺化输出功率小于P_{L,pu,boundary}时，此时α＝π，采用固定波形频率调制。