CN114665720A - 一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法 - Google Patents

一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法。其中主电路包括开关网络、LC串联谐振网络和理想变压器，理想变压器的匝比为n：1，原边和副边的两个所述开关网络均为全桥网络，原边、副边均由四个MOS管组成；原边的全桥端口连接所述LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr。在开关周期中加入了脉冲控制，调制方法的每个开关周期包含一个正弦调制谐振周期和一个电流可控性的间歇周期，该调制方法不仅具有零电流开通关断、零回流功率的正弦调制优势，还实现了宽功率范围的线性功率调节，电压增益可以实现升压和降压，具有很宽的工作范围，同时功率损耗也与开关频率成正比，使效率与负载无关，可以实现能量的高效传输。

Description

一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域的开关电源技术领域，具体涉及一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法。
背景技术
不断加剧的环境污染问题以及诸如煤炭、石油和天然气等传统能源的短缺问题日益突出，大力开发和利用可再生能源、改善能源结构成为各领域、各行业的迫切需求。因此，新能源汽车逐渐成为研究热门。电池能量系统是稳定能量传递的短期或长期的能量缓冲器。在电池能量系统中，双向DC-DC变换器是必不可少的，它连接高压直流母线，对电池进行充电和放电。
双向DC-DC变换器能够实现能量的双向流动。目前，双向串联谐振变换器由于其软开关、功率密度高、可靠性高等特点广泛应用于锂离子电池的充放电中。但是在典型的锂离子电池充放电曲线中，电池电压范围从2.7V的放电截止值到4.2V的充电阈值。因此，期望DC-DC变换器具有宽的电压增益范围。此外，DC-DC变换器要在重载条件和轻载条件下实现高传输效率来保证电池的充电过程。目前主要的控制方法有以下几种：
(1)变频调制(VFM)可以在逆变器零电压开关(ZVS)和整流器零电流开关(ZCS)的同时调节输出功率。但是，变频控制时只能作为Buck变换器工作，导致工作范围受限。
(2)移相调制(PSM)可以在较宽的电压增益范围内实现功率调节，但存在较大的循环电流，回流功率增大导通损失。
(3)变频调制和相移调制的混合调制方案(VFM+PSM)，其方法在较宽的电压增益范围内实现功率调节并实现软开关。但是，这种方法可同样存在较大的循环电流。
(4)间歇调制，如burst控制和脉冲密度调制(PDM)等，这个控制方法可以实现软开关，显著降低了开关损耗。但是，同样该方法只能作为Buck变换器工作，导致工作范围受限。
因此，需要一种能够同时满足适用于宽电压范围，所有MOS管实现软开关，轻载工况好，电压波纹小，控制设计简单，且有较好的动态响应性能的双向谐振变换器的控制方法。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的双向串联谐振变换器，并提供一种改进的新型间歇正弦调制方法，使双向串联谐振变换器具有零电流开通关断、零回流功率的正弦调制优势，进一步实现宽功率范围的线性功率调节，电压增益可以实现升压和降压，同时功率损耗也与开关频率成正比，使效率与负载无关，实现能量的高效传输。
根据本发明的一个方面本发明提供一种双向串联谐振变换器，所述双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，所述主电路包括开关网络、LC串联谐振网络和理想变压器，所述理想变压器的匝比为n：1，原边和副边的两个所述开关网络均为全桥网络，原边、副边均由四个MOS管组成；原边的全桥端口连接所述LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr；
所述双向串联谐振变换器中：
原边的电压Vdc1的正极同时与MOS管S1和MOS管S3的漏极相连，电压Vdc1的负极同时与MOS管S2和MOS管S4的源极相连，MOS管S1的源极和MOS管S2的漏极同时与谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与理想变压器正极相连，理想变压器负极与MOS管S3的源极和MOS管S4的漏极相连；
副边的正极与MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极相连，副边的负极与MOS管S7的源极和MOS管S8的漏极相连，MOS管S5和MOS管S7的漏极与电压Vdc2的正极连在一起，MOS管S6和MOS管S8的源极与电压Vdc2的负极相连；
控制电路包括：以DSP为核心的控制器、驱动电路和ADC运放电路；控制器用于产生PWM驱动信号，驱动电路用于接收所述PWM驱动信号，并为所述主电路的所有MOS管提供驱动电压，ADC运放电路用于采集电压电流信息并传输到控制器。
进一步地，所述MOS管是存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。
根据本发明的另一个方面，还提供一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，所述改进间歇正弦调制方法包括：
根据能量流动方向和电压增益，双向串联谐振变换器的工作模式包括以下四种模式：
(1)正向-降压模式，Vdc1>nVdc2)：能量从Vdc1流向Vdc2，其中，n表示变压器原边和副边的匝数比；
(2)正向-升压模式，Vdc1<nVdc2：能量从Vdc1流向Vdc2；
(3)反向-升压模式，Vdc1>nVdc2：能量从Vdc2流向Vdc1；
(4)反向-降压模式，Vdc1<nVdc2：能量从Vdc2流向Vdc1；
正向-降压模式和正向-升压模式分别是反向-升压模式和反向-降压模式的对偶性，正半周和负半周是对称的。
进一步地，所述正向-降压模式在半个周期内包括三个典型阶段：
模态1，t0≤t<t1：充电阶段；这一阶段从t0时刻开始，S1、S4、S8被打开，S5从上一时刻开通，Vdc1对Vdc2进行充电，ir从零以正弦波形上升，向LC谐振槽和Vdc2充电，当ir再次达到0时，该阶段在t1＝Tr/2结束，Tr为谐振周期；
模态2，t1≤t<t2：循环阶段；在t1时刻，S1、S5、S8关闭，S2、S6、S7导通，由于ir在t1处为零，所以所有的开关都实现了零电流开通和关断(ZCS-ON/OFF)，vab很小,vcd反向为-Vdc2，谐振槽给Vdc2充电，当ir在t2＝Tr再次达到零时，该阶段结束；
模态3，t2≤t<t3：空闲阶段；S2、S4、S7在t2时刻关断后，原边全桥为开路，此阶段S8导通，副边全桥短路，谐振槽通过变压器与开关的寄生电容进行谐振，这一阶段ir为0，vr保持vr2，此外，由于谐振槽和MOS开关管的寄生电阻，vp的高频振荡可以被快速阻尼，vp保持-vr2，该空闲阶段一直保持到t＝t3＝Ts/2，Ts为开关周期；
进一步地，所述正向-升压模式在半个周期内包括三个典型阶段：
模态1，t0≤t<t1：循环阶段；这一阶段从t0开始，此时S1和S4导通，S5和S7任然处于导通状态，在该阶段，Vdc1为谐振槽充电，ir和vr呈正弦曲线上升，ir结束于t1＝Tr/2，Tr是谐振周期；
模态2，t1≤t<t2：充电阶段；在t1时刻，S1、S4、S5关闭，S2、S3、S6导通，ir在t1处为零，所有的开关均实现零电流开通和关断(ZCS-ON/OFF)，vab反向为-Vdc1，vcd反向为-Vdc2，Vdc1和谐振槽给Vdc2充电，该阶段结束于t2＝Tr，此时ir再次为零；
模态3，t2≤t<t3：空闲阶段；MOS管S2、S3、S7在t2时刻关断，S8导通，使得原边全桥为开路，谐振槽通过理想变压器与开关的寄生电容进行谐振，由于谐振电容Cr较大，该阶段ir和vr保持不变，寄生电阻快速地阻尼vp的振荡；Vab稳态时是vr2，该空闲阶段一直保持到t＝t3＝Ts/2，Ts为开关周期。
本发明的双向串联谐振变换器中的LC串联谐振网络不仅使用的元器件少，结构简单，还可以使电流产生谐振，实现软开关，降低开关损耗，提高传输效率。而且其控制电路能为整个双向串联谐振变换器的电路系统做反馈控制，通过将采集的电压电流信号送入到控制器，与参考值做差，从而进行PI(PID比例积分控制)控制，计算得到频率指令，产生所需的PWM驱动信号，驱动信号通过外围的隔离驱动电路送到各个MOS管，最终完成控制过程。
双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，通过在开关周期中加入了脉冲控制，使得每个开关周期包含一个正弦调制谐振周期和一个电流可控性的间歇周期，该调制方法不仅具有零电流开通关断、零回流功率的正弦调制优势，还实现了宽功率范围的线性功率调节，电压增益可以实现升压和降压，具有很宽的工作范围，同时功率损耗也与开关频率成正比，使效率与负载无关，可以实现能量的高效传输。并且脉冲可以高达谐振频率的一半，从而降低了电压波纹。该调制方法可以使系统具有线性功率传输特性，使得控制器设计更加简单。
附图说明
本发明构成说明书的一部分附图描述了本发明的实施例，并且连同说明书一起用于解释本发明的原理。
图1是本发明的双向串联谐振变换器的电路原理图；
图2是本发明的双向串联谐振变换器的正向-降压模式工作波形图；
图3是本发明的双向串联谐振变换器的正向-降压模式的等效电路图；
图4是本发明的双向串联谐振变换器的正向-升压模式工作波形图；
图5是本发明的双向串联谐振变换器的正向-升压模式的等效电路图。
具体实施方式
下面将结合附图来详细描述本发明的各种示例性实施例。应注意到：除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对布置、数字表达式和数值不限制本发明的范围。
同时，应当明白，为了便于描述，附图中所示出的各个部分的尺寸并不是按照实际的比例关系绘制的。
以下对至少一个示例性实施例的描述实际上仅仅是说明性的，决不作为对本发明及其应用或使用的任何限制。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
对于相关领域普通技术人员已知的技术、方法和设备可能不作详细讨论，但在适当情况下，所述技术、方法和设备应当被视为授权说明书的一部分。
在这里示出和讨论的所有示例中，任何具体值应被解释为仅仅是示例性的，而不是作为限制。因此，示例性实施例的其它示例可以具有不同的值。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步讨论。
本发明的一种双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，主电路包括开关网络、谐振网络和一个理想变压器。理想变压器的匝比为n：1，其原边、副边的两个开关网络均为全桥网络，分别连接电压Vdc1和电压Vdc2，当正向工作时Vdc1为输入电压，Vdc2为输出电压；当反向工作时Vdc2为输入电压，Vdc1为输出电压。原边、副边都由四个MOS管组成，原边是S1、S2、S3、S4，副边是S5、S6、S7、S8；原边连接一个LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr。LC串联谐振网络不仅使用的元器件少，结构简单，还可以使电流产生谐振，实现软开关，降低开关损耗，提高传输效率。双向串联谐振变换器的电路原理图具体如图1所示。
双向串联谐振变换器中各电子元器件的连接关系是：在双向串联谐振变换器的原边，电压Vdc1的正极同时与MOS管S1和MOS管S3的漏极相连，电压Vdc1的负极同时与MOS管S2和MOS管S4的源极相连，MOS管S1的源极和MOS管S2的漏极同时与谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与变压器正极相连，变压器负极与MOS管S3的源极和MOS管S4的漏极相连；在变压器副边，变压器副边的正极与MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极相连，变压器副边的负极与MOS管S7的源极和MOS管S8的漏极相连，MOS管S5和MOS管S7的漏极与电压Vdc2的正极连在一起，MOS管S6和MOS管S8的源极与电压Vdc2的负极相连。
其主要参数如下：原边电源的电压Vdc1的范围为240V-480V，电流idc1的范围为0-5A。副边电压Vdc2为48V，电流idc2的范围为0-20A。原边MOS管采用E3M0065090D，副边MOS管采用E3MIPP030N10N5D。MOS管是存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。谐振网络为LC串联谐振网络，谐振电感Lr为20μH，谐振电容Cr为31nF，谐振频率为200kHz。变压器采用变比为8：1高频隔离变压器，其开关频率为0-100kHz。
控制电路主要由以DSP为核心的控制器、驱动电路和ADC运放电路构成。在CPU的控制下，产生所需的PWM驱动信号，驱动电路将接收到的来自控制器的PWM信号，利用逻辑门电路增强电流后，经过SI8233BB-D-IS1R芯片隔离后为主电路的MOS管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8)提供驱动电压。ADC运放电路一共采集5路电压电流信息，包括原边电压Vdc1电流idc1、副边电压Vdc2电流idc2、谐振电流ir。控制电路主要是给整个电路系统做反馈控制，通过采集的电压电流信号送入到控制器，与参考值做差，进行PI控制，计算得到频率指令，产生所需的PWM驱动信号，驱动信号通过外围的隔离驱动电路送到各个MOS管，最终完成控制过程。
根据能量流动方向和电压增益，双向串联谐振变换器的工作可以分为以下四种模式：
(1)正向-降压模式(Vdc1>nVdc2)：能量从Vdc1流向Vdc2，其中，n表示变压器原边和副边的匝数比；
(2)正向-升压模式(Vdc1<nVdc2)：能量从Vdc1流向Vdc2；
(3)反向-升压模式(Vdc1>nVdc2)：能量从Vdc2流向Vdc1；
(4)反向-降压模式(Vdc1<nVdc2)：能量从Vdc2流向Vdc1。
正向-降压模式和正向-升压模式分别是反向-升压模式和反向-降压模式的对偶性，因此对正向-降压模式和正向-升压模式这两种模式进行说明。
正向-降压模式的工作波形如图2所示。正半周和负半周是对称的，可以看出，在半个周期内有三个典型的阶段，其等效电路如图3所示：
模态1(t0≤t<t1)：充电阶段。
这一阶段从t0开始，S1、S4、S8被打开，S5从上一时刻任然然开通。其等效电路如图3(a)所示。Vdc1对Vdc2进行充电，ir从零以正弦波形上升，向LC谐振槽和Vdc2充电。此时正弦的ir和vr可以推导为：
Figure BDA0003521045200000071
vr＝(vr0-Vdc1+nVdc2)cos(ωrt)+Vdc1-nVdc2 (2)
其中，Zr和ωr分别为特征阻抗和谐振角频率，计算公式为：
Figure BDA0003521045200000081
Figure BDA0003521045200000082
其中，vr0为谐振电压vr的初始值。当ir再次达到0时，该阶段在t1＝Tr/2结束。Tr是谐振周期。
模态2(t1≤t<t2)：循环阶段。
在t1时刻，S1、S5、S8关闭，S2、S6、S7导通。由于ir在t1处为零，所以所有的开关都实现了ZCS-ON/OFF。其等效电路如图3(b)所示。vab很小,vcd反向为-Vdc2，谐振槽正在给Vdc2充电。此时正弦的ir和vr可以推导为：
Figure BDA0003521045200000083
vr＝(vr1-nVdc2)cos[ωr(t-t1)]+nVdc2 (6)
其中，vr1为谐振电压vr的在t＝t1时刻的值。当ir在t2＝Tr再次达到零时，这个阶段结束。
模态3(t2≤t<t3)：空闲阶段。
S2、S4、S7在t2时刻关断后，原边全桥为开路。此阶段S8导通，副边全桥短路。谐振槽通过变压器与开关的寄生电容进行谐振，如图3(c)所示。谐振电流ir和电压vr可推导为：
Figure BDA0003521045200000084
vr＝(1-k1)vr2cos[ωr1(t-t2)]+k1vr2 (8)
vp＝k1vr2cos[ωr1(t-t2)]-k1vr2 (9)
其中vp为寄生电容电压，vr2是在t＝t2处的vr值，k1定义为由
Figure BDA0003521045200000085
给出的系数。Zr1和ωr1分别为特征阻抗和谐振角频率，计算公式为：
Figure BDA0003521045200000091
Figure BDA0003521045200000092
其中，C1是给出的等效谐振电容
Figure BDA0003521045200000093
Cs是由4Cds1给出的寄生电容。Cds1给是开关S1-S4的寄生电容。由于Cs远小于Cr，k1约为1，谐振角频率ωr1和Zr1足够大。因此，这一阶段ir为0，vr保持vr2，如图2所示。此外，由于谐振槽和MOSFET开关管的寄生电阻，vp的高频振荡可以被快速阻尼，vp保持-vr2。这个空闲阶段一直保持到t＝t3＝Ts/2。Ts是开关周期。
根据前面的分析，已经有了：
Figure BDA0003521045200000094
通过将t1和t2代入(2)和(6)，得到了关于t1和t2处vr值的以下两个方程：
vr1＝2Vdc1-2nVdc2-vr0 (13)
vr2＝2nVdc2-vr1 (14)
由于vr的连续性和对称性，对在t0、t1和t3处的vr值有以下方程：
vr0＝-vr2＝-vr3 (15)
通过求解方程(13)到(15)，可以推导出在t1、t2和t3处的vr值为：
vr0＝Vdc1-2nVdc2 (16)
vr1＝Vdc1 (17)
vr2＝-Vdc1+2nVdc2 (18)
由(1)和(16)，输出功率可以计算为：
Figure BDA0003521045200000095
正向-升压模式的工作波形如图4所示，其中正半周和负半周是对称的。在半个周期内也有三个典型的阶段，其等效电路如图5所示：
模态1(t0≤t<t1)：循环阶段。
这一阶段从t0开始，此时S1和S4导通，S5和S7任然处于导通状态。其等效电路如图5中(a)所示。在这一阶段，Vdc1正在为谐振槽充电，ir和vr呈正弦曲线上升，ir结束于t1＝Tr/2。这可以推导出为
Figure BDA0003521045200000101
vr＝(vr0-Vdc1)cos(ωrt)+Vdc1 (21)
模态2(t1≤t<t2)：充电阶段。
在t1时刻，S1、S4、S5关闭，S2、S3、S6导通。由于ir在t1处为零，所以所有的开关都实现了ZCS-ON/OFF。其等效电路如图5(b)所示。vab反向为-Vdc1，vcd反向为-Vdc2，Vdc1和谐振槽正在给Vdc2充电。正弦的ir和vr可以推导为：
Figure BDA0003521045200000102
vr＝(vr1+Vdc1-nVdc2)cos[ωr(t-t1)]+-Vdc1+nVdc2 (23)
这一阶段结束于t2＝Tr，此时ir再次为零。
模态3(t2≤t<t3)：空闲阶段。
S2、S3、S7在t2时刻关断，S8导通，使得原本全桥为开路。谐振槽通过变压器与开关的寄生电容进行谐振，如图5(c)所示。谐振电流ir和电压vr可推导为：
Figure BDA0003521045200000103
vr＝(1-k1)(vr2+Vdc1)cos[ωr1(t-t2)]+k1vr2-(1-k1)Vdc1 (25)
vp＝k1vr2cos[ωr1(t-t2)]-k1vr2 (26)
由于谐振电容Cr较大，在这一阶段ir和vr几乎保持不变。由于寄生电阻的存在，可以快速地阻尼vp的振荡。Vab稳态时是vr2。这个空闲阶段一直保持到t＝t3＝Ts/2。
同理于正向-降压模式的计算过程，在t0、t1和t2处的vr可以被推导出为
vr0＝2Vdc1-nVdc2 (27)
vr1＝nVdc2 (28)
vr2＝-2Vdc1+nVdc2 (29)
由(22)和(28)，输出功率可以计算为：
Figure BDA0003521045200000111
从(26)和(30)可以看出，正向-升压模式和正向-降压模式的传递函数是相同的。两者共享相同的控制变量fs＝1/Ts。双向串联谐振变换器可以被认为是fs控制的电流源，如下：
Figure BDA0003521045200000112
根据前面的分析，最大开关频率应小于半谐振频率
Figure BDA0003521045200000113
因此开关范围为：
Figure BDA0003521045200000114
由式(31)和式(32)，输出电流的范围可以得到：
Figure BDA0003521045200000115
输出电流Io与开关频率fs成正比，这种线性特性使控制设计更加简单。
综上，本发明公开的一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法，不仅具有零电流开通关断、零回流功率的正弦调制优势，实现了宽功率范围的线性功率调节，电压增益可以实现升压和降压，具有很宽的工作范围，同时功率损耗也与开关频率成正比，使效率与负载无关，可以实现能量的高效传输。此外，线性特性使得控制器的设计十分简单，电压波纹小，且有较好的动态响应性能，能够实现能量的自然双向流动，有效地提高变换器的传输效率和可靠性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则范围之内所作的任何修改、等同替换以及改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (5)

1.一种双向串联谐振变换器，所述双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，其特征在于：
所述主电路包括开关网络、LC串联谐振网络和理想变压器，所述理想变压器的匝比为n：1；
原边和副边的两个所述开关网络均为全桥网络，原边、副边均由四个MOS管组成；原边的全桥端口连接所述LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr；
所述双向串联谐振变换器中：
原边的电压Vdc1的正极同时与MOS管S1和MOS管S3的漏极相连，电压Vdc1的负极同时与MOS管S2和MOS管S4的源极相连，MOS管S1的源极和MOS管S2的漏极同时与谐振电容Cr的一端相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与理想变压器正极相连，理想变压器负极与MOS管S3的源极和MOS管S4的漏极相连；
副边的正极与MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极相连，副边的负极与MOS管S7的源极和MOS管S8的漏极相连，MOS管S5和MOS管S7的漏极与电压Vdc2的正极连在一起，MOS管S6和MOS管S8的源极与电压Vdc2的负极相连；
控制电路包括：以DSP为核心的控制器、驱动电路和ADC运放电路；控制器用于产生PWM驱动信号，驱动电路用于接收所述PWM驱动信号，并为所述主电路的所有MOS管提供驱动电压，ADC运放电路用于采集电压电流信息并传输到控制器。
2.如权利要求1所述的一种双向串联谐振变换器，其特征在于，所述MOS管是存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。
3.一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，用于控制如权利要求1-2任一所述的一种双向串联谐振变换器，其特征在于，所述改进间歇正弦调制方法包括：
根据能量流动方向和电压增益，双向串联谐振变换器的工作模式包括以下四种模式：
(1)正向-降压模式，Vdc1>nVdc2：能量从Vdc1流向Vdc2，其中，n表示变压器原边和副边的匝数比；
(2)正向-升压模式，Vdc1<nVdc2：能量从Vdc1流向Vdc2；
(3)反向-升压模式，Vdc1>nVdc2：能量从Vdc2流向Vdc1；
(4)反向-降压模式，Vdc1<nVdc2：能量从Vdc2流向Vdc1；
正向-降压模式和正向-升压模式分别是反向-升压模式和反向-降压模式的对偶性，正半周和负半周是对称的。
4.如权利要求3所述的一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，其特征在于，所述正向-降压模式在半个周期内包括三个典型阶段：
模态1：t0≤t<t1，充电阶段；这一阶段从t0时刻开始，S1、S4、S8被打开，S5从上一时刻开通，Vdc1对Vdc2进行充电，ir从零以正弦波形上升，向LC谐振槽和Vdc2充电，当ir再次达到0时，该阶段在t1＝Tr/2结束，Tr为谐振周期；
模态2：t1≤t<t2，循环阶段；在t1时刻，S1、S5、S8关闭，S2、S6、S7导通，由于ir在t1处为零，所以所有的开关都实现了零电流开通和关断，vab很小,vcd反向为-Vdc2，谐振槽给Vdc2充电，当ir在t2＝Tr再次达到零时，该阶段结束；
模态3：t2≤t<t3，空闲阶段；S2、S4、S7在t2时刻关断后，原边全桥为开路，此阶段S8导通，副边全桥短路，谐振槽通过变压器与开关的寄生电容进行谐振，这一阶段ir为0，vr保持vr2，此外，由于谐振槽和MOS开关管的寄生电阻，vp的高频振荡被快速阻尼，vp保持-vr2，该空闲阶段一直保持到t＝t3＝Ts/2，Ts为开关周期；
5.如权利要求3所述的一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，其特征在于，所述正向-升压模式在半个周期内包括三个典型阶段：
模态1：t0≤t<t1，循环阶段；这一阶段从t0开始，此时S1和S4导通，S5和S7任然处于导通状态，在该阶段，Vdc1为谐振槽充电，ir和vr呈正弦曲线上升，ir结束于t1＝Tr/2，Tr是谐振周期；
模态2：t1≤t<t2，充电阶段；在t1时刻，S1、S4、S5关闭，S2、S3、S6导通，ir在t1处为零，所有的开关均实现零电流开通和关断，vab反向为-Vdc1，vcd反向为-Vdc2，Vdc1和谐振槽给Vdc2充电，该阶段结束于t2＝Tr，此时ir再次为零；
模态3：t2≤t<t3，空闲阶段；MOS管S2、S3、S7在t2时刻关断，S8导通，使得原边全桥为开路，谐振槽通过理想变压器与开关的寄生电容进行谐振，由于谐振电容Cr较大，该阶段ir和vr保持不变，寄生电阻快速地阻尼vp的振荡；Vab稳态时是vr2，该空闲阶段一直保持到t＝t3＝Ts/2，Ts为开关周期。
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