CN117175968B - 单级式cllc双向变流器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子变换技术，旨在提供一种单级式CLLC双向变流器及其控制方法。该变流器包括依次相连的原边全桥电路、CLLC谐振网络和副边全桥电路；其中，原边全桥电路由四个开关管组成两个桥臂；副边全桥电路四个开关管和两个电容组成四个桥臂；CLLC谐振网络包括原边谐振电感、原边谐振电容、变压器、变压器励磁电感、副边谐振电感、副边谐振电容。该变流器能够在直流源和交流源之间实现双向功率传输。本发明可实现原边开关管和副边开关管的零电压开关，保证高效的双向功率传输；有效减少有源器件的数量，降低电路成本，提高电路效率；采用变频加上移相控制方法，可有效缩小开关管频率变化范围，减小变压器体积，进一步提升变流器功率密度。

Description

单级式CLLC双向变流器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术领域，涉及用于交流和直流之间的转换设备，特别涉及一种单级式CLLC双向变流器及其控制方法。

背景技术

双向变流器用于实现直流源和交流源之间的双向功率传输，随着分布式新能源发电技术的发展，新能源电源、电动车、电网三者间的功率双向传输的场景日趋丰富，高效、高性能的谐振型双向变流器具有广阔的应用前景。

新能源电源和电动车可以向电网提供电能或电能质量调节服务，电网能够为电动车充电，因此需要双向高效的功率传输功能。传统的大功率双向变流器通常采用两级式结构，第一级为DC/DC，使用谐振型变换器，通常采用变频控制技术；第二级为DC/AC，通常采用全桥逆变拓扑，使用正弦脉冲宽度调制技术实现并网控制。为适应宽输入电压范围的要求，传统拓扑的开关频率变化范围广、变压器体积较大、滤波器设计困难。同时两级式结构导致效率、功率密度以及成本存在瓶颈，限制了两级式结构在上述场合中的应用。

因此，提出一种新的单级式CLLC双向变流器及其控制方法，是符合现实需求的。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种单级式CLLC双向变流器及其控制方法，用于实现高效的双向功率传输。

为解决技术问题，本发明采用的解决方案是：

提供一种单级式CLLC双向变流器，该变流器包括依次相连的原边全桥电路、CLLC谐振网络和副边全桥电路；其中，

所述原边全桥电路包括由开关管组成的第一桥臂和第二桥臂；所述副边全桥电路包括由开关管组成的第三桥臂，以及由两个电容组成的第四桥臂；

该变流器能够在直流源和交流源之间实现双向功率传输；当工作在正向模式时，CLLC谐振网络的输入端为第一桥臂和第二桥臂的中点，输出端为第三桥臂和第四桥臂中点，电能由直流源向电网传输；当变流器工作在逆向模式时，谐振网络的输入端为第三桥臂和第四桥臂的中点，输出端为第一桥臂和第二桥臂的中点，电能由电网向直流源传输。

作为本发明的优选方案，所述原边全桥电路中：由第一开关管S1与第二开关管S2组成第一桥臂，第三开关管S3与第四开关管S4组成第二桥臂；所述副边全桥电路中：由第五开关管Q1和第六开关管Q2的源极相接组成第三桥臂的上桥臂，第七开关管Q3和第八开关管Q4的源极相接组成第三桥臂的下桥臂；由第一电容C1和第二电容C2组成第四桥臂；各开关管的开关频率相同，占空比均为50%；原边全桥电路的第一桥臂与原边侧输入滤波电容C _in 并联后，再接至新能源直流电源的直流输出端或直流负载的输入端；副边全桥电路的第四桥臂与副边侧输出滤波电感L _f 串接后并联至副边侧输出滤波电容C _f 的两端，再接至交流电网的输入端或输出端。

作为本发明的优选方案，所述CLLC谐振网络包括：原边谐振电感L _p 、原边谐振电容C _p 、变压器T、变压器励磁电感L _m 、副边谐振电感L _s 、副边谐振电容C _s ；其中，变压器T中原边绕组的一端经谐振电感L _p 连接至第一桥臂的中点A，原边绕组的另一端经谐振电容C _p 连接至第二桥臂的中点B；变压器T中副边绕组的一端经谐振电感L _s 连接至第三桥臂的中点C，副边绕组的另一端经谐振电容C _s 连接至第四桥臂的中点D。

作为本发明的优选方案，所述原边全桥的第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，第一开关管S1和第四开关管S4同步导通，第三开关管S3和第四开关管S4互补导通；当电网电压处于正周期时，副边全桥的第五开关管Q1和第七开关管Q3互补导通，第六开关管Q2和第八开关管Q4保持常通；当电网电压处于负周期时，副边全桥的第六开关管Q2和第八开关管Q4互补导通，第五开关管Q1和第七开关管Q3保持常通。

作为本发明的优选方案，当变流器工作在正向模式时，原边全桥的开关驱动信号领先副边全桥的角度为δT _s /2；当变流器工作在逆向模式时，副边全桥的开关驱动信号领先原边全桥的角度为δT _s /2；其中，δ是指移相因子；T _s 是指开关周期。

本发明进一步提供了一种单级式CLLC 双向变流器的控制方法，应用于前述的单级式CLLC 双向变流器，包括：

（1.1）将变流器中CLLC谐振网络的输入电流在半个开关周期中的平均值简称为输入电流平均值，将CLLC谐振网络的输出电流在半个开关周期中的平均值简称为输出电流平均值；

（1.2）当变流器工作在正向模式时，采用变频结合移相的控制方法实现新能源直流电源的并网控制；其中，通过变频控制改变CLLC谐振网络的阻抗，以调整输出电流平均值的可调节范围，用于确定开关频率范围并最终选定工作频率；

（1.3）当变流器工作在逆向模式时，采用变频结合移相的控制方法实现变流器的PFC功能；其中，通过变频控制改变CLLC谐振网络的阻抗，以调整输入电流平均值的可调节范围，用于确定开关频率范围并最终选定工作频率。

作为本发明的优选方案，所述步骤（1.2）和（1.3）中，通过移相控制，在可调幅值范围内调节输出电流平均值或输入电流平均值，使其满足功率因数为1的要求。

作为本发明的优选方案，该方法具体包括以下步骤：

（2.1）根据外部信号确定变流器的工作模式，从而确定CLLC谐振网络的输入端和输出端；

（2.2）当电路工作在正向模式时，检测直流电源电压，根据CLLC谐振网络时域数学模型得到输出电流的时域表达式；根据直流电源的输出功率设定值确定输出电流平均值峰值，结合输出电流平均值变化趋势确定开关频率范围；同理，根据输入电流的时域表达式得到输入电流峰值随开关频率的变化趋势，最终选择输入电流峰值最小值所对应的开关频率作为工作频率，以提升电路效率，最终实现并网电流的正弦化；

（2.3）当电路工作在逆向模式时，检测直流负载电压，根据CLLC谐振网络时域数学模型得到输入电流的时域表达式；根据直流负载的输入功率设定值确定输入电流平均值峰值，结合输入电流平均值变化趋势确定开关频率范围；同理，根据输出电流的时域表达式得到输出电流峰值随开关频率的变化趋势，最终选择输出电流峰值最小值所对应的开关频率作为工作频率，以提升电路效率，最终实现输入电流平均值的正弦化。

作为本发明的优选方案，所述步骤（2.1）中，根据外部信号确定，具体是指：控制器通过通信设备接收外部的功率指令从而控制开关动作。

作为本发明的优选方案，当电路工作在正向模式时，根据下述方法获得输入电流和输出电流的时域表达式，在此基础上进一步确定开关频率范围：

CLLC谐振网络的谐振电流在一个开关周期内关于点T _s /2中心对称，输入端电压U_AB和输出端电压U_CD均呈现两电平；

由于开关频率远大于电网电压频率，将一个开关周期内的电网电压视为常值；根据CLLC谐振网络的状态微分方程，获得输入电流i _Lp 和输出电流i _Ls 的时域表达式；根据CLLC谐振网络时域数学模型，得到输出电流平均值随开关频率及移相角度的变化趋势；根据CLLC谐振网络时域数学模型，得到输入电流随开关频率的变化趋势；

当电路工作在逆向模式时，由于CLLC谐振网络采用对称结构，逆向模式的电路结构与正向模式对称，两种模式下的输入电流和输出电流时域表达式也呈现对称的特点；故，按相同方式获得输入电流和输出电流的时域表达式，并在此基础上进一步确定开关频率范围。

作为本发明的优选方案，

（1）当电路工作在正向模式时，在选定的开关频率下，输出电流平均值随移相因子δ呈现非线性的变化规律：

为使得输出电流平均值正弦化，应使移相因子δ按照输出电流平均值的反映射规律变化：

其中，f是指输出电流平均值与移相因子δ间的一对一映射关系；f _s 是指开关频率；I _g 是指并网电流的峰值；θ _g 是指电网电压的相位角；

（2）当电路工作在逆向模式时，采用与正向模式时相同的控制策略，但应将输出电流平均值替换为输入电流平均值。

相对于现有技术，本发明具有以下技术效果：

1、本发明可实现原边开关管和副边开关管的零电压开关 (Zero VoltageSwitch，简称ZVS)，保证高效的双向功率传输。副边全桥电路使用两个电容代替传统全桥结构中的一个桥臂，可有效减少有源器件的数量，降低电路成本，提高电路效率。

2、本发明采用变频加上移相控制方法，可有效缩小开关管频率变化范围，减小变压器体积，进一步提升变流器功率密度。

附图说明

图1是本发明所述的单级式CLLC双向变流器的电路拓扑结构和控制器结构图；

图2是变流器工作在正向模式时的简化等效电路图；

图3是变流器工作在正向模式下的典型波形图；

图4是变流器工作在逆向模式下的典型波形图；

图5是变流器输出电流平均值随开关频率及移相角度的变化趋势图；

图6是变流器输入电流在不同开关频率下的时域曲线图；

图7是变流器控制方法流程图；

图8是变流器正向模式下的并网电流平均值正弦化控制原理图；

图9是变流器逆向模式下的输入电流正弦化控制原理图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下、前、后、左、右等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

一、变流器的电路拓扑结构

本发明所述的单级式CLLC双向变流器拓扑结构如图1所示，包括原边全桥电路、CLLC谐振网络以及副边全桥电路，其中，原边全桥电路经过CLLC谐振网络与副边全桥电路相接。图1中：V _dc 是原边侧直流输入电压，v _g 是副边侧交流输入电压。由开关管S1～S4组成原边全桥，由开关管Q1～Q4与电容C1~C2组成副边全桥，由原边谐振电感L _p 、原边谐振电容C _p 、原边励磁电感L _m 、副边谐振电感L _s 以及副边谐振电容C _s 组成CLLC谐振网络（图1中虚线框部分）；A点与B点之间的电压为原边全桥的桥臂中点电压，C点与D点之间的电压为副边全桥的桥臂中点电压；C _in 是原边侧输入滤波电容，C _f 为副边侧输出滤波电容，L _f 为副边侧输出滤波电感。

所述原边全桥电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，其中，第一开关管和第二开关管组成第一桥臂，第三开关管和第四开关管组成第二桥臂。

所述副边全桥电路包括第五开关管Q1、第六开关管Q2、第七开关管Q3、第八开关管Q4、第一电容C1、第二电容C2，其中，第五开关管Q1和第六开关管Q2源极相接组成第三桥臂的上桥臂，第七开关管Q3和第八开关管Q4源极相接组成第三桥臂的下桥臂，第一电容C1和第二电容C2组成第四桥臂。

所述CLLC谐振网络包括原边谐振电感L _p 、原边谐振电容C _p 、变压器T、变压器励磁电感L _m 、副边谐振电感L _s 、副边谐振电容C _s 。其中，变压器T中原边绕组的一端经谐振电感L _p 连接至第一桥臂的中点A，原边绕组另一端经谐振电容C _p 连接至第二桥臂的中点B。变压器T副边绕组的一端经谐振电感L _s 连接至第三桥臂的中点C，副边绕组的另一端经谐振电容C _s 连接至第四桥臂的中点D。

原边全桥四个开关管(第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4)占空比均50%，其中第一开关管S1和第四开关管S4驱动信号相同，第二开关管S2和第三开关管S3的驱动信号相同，第一开关管S1和第二开关管S2的驱动信号互补。在实际电路中，同一桥臂的开关管驱动信号需要添加死区时间。副边全桥的四个开关管（第五开关管Q1、第六开关管Q2、第七开关管Q3和第八开关管Q4）根据电网电压极性分别工作在互补导通模式和常通模式。当电网电压处于正半周期时，第五开关管Q1和第七开关管Q3驱动信号互补且占空比均为50%，第六开关管Q2和第八开关管Q4保持常通；当电网电压处于负半周期时，第六开关管Q2和第八开关管Q4驱动信号互补且占空比均为50%，第五开关管Q1和第七开关管Q3保持常通。

所述变流器以正向模式或逆向模式运行时，均可实现所有开关管的ZVS。

当单级式CLLC双向变流器工作在正向模式时，原边端口为谐振网络输入端，副边端口为谐振网络输出端，其等效电路如图2所示。U_AB和U_CD分别是CLLC谐振网络的输入端电压和输出端电压，i _Lp 和i _Ls 分别是谐振网络输入电流和输出电流。

二、变流器的工作方式

本发明中，将谐振网络输入电流在半个开关周期中的平均值简称为输入电流平均值，将谐振网络输出电流在半个开关周期中的平均值简称为输出电流平均值。

当变流器工作在正向模式时，通过调节原边全桥电路开关管S1-S4及副边全桥电路开关管的开关频率，改变谐振网络阻抗，从而调整输出电流平均值可调范围；基于该工作频率进一步通过实时调节原边全桥电路与副边全桥电路的移相角度，实现输出电流的动态快速调节功能，使得并网电流正弦化并保持与电网电压的相位同步。

当变流器工作在逆向模式时，通过调节原边全桥电路开关管及副边全桥电路开关管的开关频率，改变谐振网络阻抗，调整输入电流平均值可调范围；基于该工作频率通过实时调节副边全桥电路和原边全桥电路间的移相角度，实现输入电流的动态快速调节功能，使得输入电流平均值正弦化并保持与电网电压的相位同步。

变流器在正向模式下的典型工作波形如图3所示。其中，CLLC谐振网络的谐振电流在一个开关周期内关于点T _s /2中心对称，输入端电压U_AB和输出端电压U_CD均呈现两电平。

本发明引入了CLLC谐振网络的时域数学模型，用来根据CLLC谐振网络的相关参数来计算输入和输出电流。CLLC谐振网络的时域数学模型的实现原理和相关分析方法，已具体记载于申请人的研究团队发表的公开文献“An Optimized Digital SynchronousRectification Scheme Based on Time-Domain Model of Resonant CLLC Circuit”（IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS期刊，公开日期为2021年9月）。

下文中，电路工作在正向模式和逆向模式时各自对应的输入电流时域表达式及输出电流时域表达式，都属于CLLC谐振网络时域数学模型。下文中所提及到的基于时域数学模型应用的相关内容，也来源于该公开文献，包括：CLLC谐振网络微分方程的具体形式、如何通过求解CLLC谐振网络微分方程得到输入电流或输出电流时域表达式，等等。因此，本申请对这些实现原理、推导过程的详细内容不再赘述。

本发明利用上述公开文献中的CLLC谐振网络微分方程，进行求解和推导后获得相应的时域表达式。如果运用其他传统方法（例如基波近似等效分析法），也可用于求解电路各状态量的时域表达式。

由于开关频率远大于电网电压频率，因此可认为在一个开关周期内，电网电压保持不变。根据CLLC谐振网络的微分方程，求解得到输入电流i _Lp 在半个开关周期内的时域表达式如下：

。

CLLC谐振网络输出电流i _Ls 在半个开关周期内的时域表达式如下：

。

。

。

其中，C _s 是指谐振电容；t是指半个开关周期中的时间；T _s 是指开关周期；δ是指移相因子；V _AB 是原边全桥的桥臂中点电压，V _CD 是副边全桥的桥臂中点电压；ω _r 和ω _m 分别是第一谐振频率和第二谐振频率，α ₁₁~α ₁₄分别是第一至第四谐振系数，β ₁₁~β ₁₄分别是第五至第八谐振系数。

当时间t大于零且小于移相角度δT _s /2时，CLLC谐振网络输入端电压U_AB大于零，输出端电压U_CD小于零。当时间t大于移相角度并小于半个开关周期T _s /2时，CLLC谐振网络输入端电压U_AB大于零，输出端电压U_CD小于零。根据CLLC谐振网络时域数学模型，可得到输出电流的时域表达式；如对其进行图形化处理，就可以进一步得到输出电流平均值随开关频率及移相角度的变化趋势的曲线（如图5所示）。当开关频率大于CLLC谐振频率时，输出电流平均值随开关频率的增加而减小；当移相因子δ在0~0.45范围内变化时，输出电流i _Ls 的平均值随移相角度的增加而增大。CLLC谐振网络谐振电流即为输入电流。同理，根据CLLC谐振网络时域数学模型，可得到输入电流的时域表达式；如对其进行图形化处理，就可以进一步得到输入电流随开关频率的变化趋势的曲线（如图6所示）。图6展示了当输出电流平均值确定时，不同开关频率下的输入电流在半个开关周期内的时域曲线。可以看到，输入电流i _Lp 的峰值随开关频率的增加而减小。

当单级式CLLC双向变流器工作在逆向模式时，等效电路同样如图2所示。但此时，U_CD和U_AB分别是CLLC谐振网络的输入端电压和输出端电压，i _Ls 和i _Lp 分别是谐振网络输入电流和输出电流。由于CLLC谐振网络采用对称结构，因此正向模式和逆向模式的电路结构对称，两种模式下的输入电流和输出电流时域表达式也呈现对称的特点。谐振电流波形在一个开关周期内关于点T _s /2中心对称，逆向模式下电路的典型波形如图4所示。

根据CLLC谐振网络的状态微分方程，求解得到输入电流在半个开关周期内的时域表达式如下：

。

CLLC谐振网络输出电流在半个开关周期内的时域表达式如下：

。

其中α ₂₁~α ₂₄分别是第九至第十二谐振系数，β ₂₁~β ₂₄分别是第十三至第十六谐振系数。

。

。

逆向模式中，谐振网络输入电流平均值随开关频率及移相角度的变化趋势与正向模式中输出电流平均值的变化趋势相同，如图5所示。输出电流峰值随开关频率的变化趋势也与正向模式中输入电流的变化趋势相同，如图6所示。

三、变流器的控制方法

基于上述单级式CLLC双向变流器，其控制方法的流程如图7所示，具体实现步骤说明如下。

（1）根据外部信号确定电路的工作模式，从而确定CLLC谐振网络的输入端和输出端（即选择属于正向工作模式或逆向工作模式）；

所述根据外部信号确定，具体是指：控制器通过通信设备接收外部的功率指令从而控制开关动作。

若以正向模式工作，则跳转至步骤（2）；若逆向模式工作，则跳转至步骤（3）。

（2）当电路工作在正向模式时：

原边全桥的驱动信号领先副边全桥的驱动信号δT _s /2。检测直流电源电压，根据CLLC谐振网络时域数学模型得到输出电流i _Ls 在半个开关周期内的时域表达式；如进一步将其图形化，则可以得到图5所示的输出电流平均值曲线。根据输出功率设定值确定输出电流平均值峰值，根据输出电流平均值峰值结合图5所示的输出电流平均值变化趋势确定开关频率范围。同理，根据输入电流的时域表达式得到输入电流峰值随开关频率的变化趋势（如图6所示），最终选择输入电流峰值最小值所对应的开关频率作为工作频率，以提升电路效率。

在选定的开关频率下，输出电流平均值随移相因子δ呈现非线性的变化规律：

。

其中，f是指输出电流平均值与移相因子δ间的一对一映射关系；f _s 是指开关频率；I _g 是指并网电流峰值；θ _g 是指电网电压相位角。

为使得输出电流平均值正弦化，应使移相因子δ按照输出电流平均值的反映射规律变化：

。

最终实现并网电流的正弦化，如图8所示。

（3）当电路工作在逆向模式时：

副边全桥的驱动信号领先原边全桥的驱动信号δT _s /2。检测直流负载电压，根据CLLC谐振网络时域数学模型得到输入电流i _Ls 在半个开关周期内的时域表达式；如进一步将其图形化，则可以得到图5所示的输入电流平均值曲线。根据输入功率设定值确定输入电流平均值峰值，根据输入电流平均值峰值结合图5所示的输入电流平均值变化趋势确定开关频率范围。同理，根据输出电流的时域表达式得到输出电流峰值随开关频率的变化趋势（如图6 所示），最终选择输出电流峰值最小值所对应的开关频率作为工作频率，以提升电路效率。

在选定的开关频率下，输入电流平均值随移相因子δ呈现非线性的变化规律：

。

为使得输入电流平均值正弦化，使移相因子δ按照输入电流平均值的反映射规律变化：

。

最终实现输入电流平均值的正弦化，如图9所示。

四、控制信号传递

需要说明的是，本发明申请的主要创新点在于全新的电路拓扑和控制方法，不对具体的控制器电路及检测电路做要求，本领域技术人员可直接采用或参照现有公知技术加以实现。为了方便理解，在图1中增加了控制器和检测电路的内容并在此处加以说明，但相关内容不应视为是对本发明实现方式的限定。

作为一个示例，控制信号的传递方式如图1所示。采用简单的PI控制器实现输出/输入功率的闭环控制，需要检测电网电流并换算得到实际输出/输入功率，将实际输出/输入功率与功率指令作差得到误差信号，误差信号送入PI控制器得到功率设定值信号，功率设定值信号送入开关频率与移相因子计算器。在该计算器中内置了存储设备，用于安装代码化的输入、输出电流的时域表达式，以及执行计算的软件功能模块。

控制器检测直流端电压并将信号送入开关频率与移相因子计算器中；计算器依据输入、输出电流的时域表达式的计算结果和功率设定值，得到开关频率和移相角度并将信号送入驱动器中，驱动器根据输入信号，分别生成原边全桥的开关驱动信号和副边全桥的开关驱动信号。以上控制信号的传递和计算器的功能实现，均为本领域技术人员熟练掌握的技能。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种单级式CLLC双向变流器，其特征在于，该变流器包括依次相连的原边全桥电路、CLLC谐振网络和副边全桥电路；其中，

所述原边全桥电路中：由第一开关管S1与第二开关管S2组成第一桥臂，第三开关管S3与第四开关管S4组成第二桥臂；所述副边全桥电路中：由第五开关管Q1和第六开关管Q2的源极相接组成第三桥臂的上桥臂，第七开关管Q3和第八开关管Q4的源极相接组成第三桥臂的下桥臂；由第一电容C1和第二电容C2组成第四桥臂；各开关管的开关频率相同，占空比均为50%；原边全桥电路的第一桥臂与原边侧输入滤波电容C _in 并联后，再接至新能源直流电源的直流输出端或直流负载的输入端；副边全桥电路的第四桥臂与副边侧输出滤波电感L _f 串接后并联至副边侧输出滤波电容C _f 的两端，再接至交流电网的输入端或输出端；

该变流器能够在直流源和交流源之间实现双向功率传输；当工作在正向模式时，原边全桥的开关驱动信号领先副边全桥的角度为δT _s /2；CLLC谐振网络的输入端为第一桥臂和第二桥臂的中点，输出端为第三桥臂和第四桥臂中点，电能由直流源向电网传输；当变流器工作在逆向模式时，副边全桥的开关驱动信号领先原边全桥的角度为δT _s /2；谐振网络的输入端为第三桥臂和第四桥臂的中点，输出端为第一桥臂和第二桥臂的中点，电能由电网向直流源传输；其中，δ是指移相因子；T _s 是指开关周期。

2.根据权利要求1所述的单级式CLLC双向变流器，其特征在于，所述CLLC谐振网络包括：原边谐振电感L _p 、原边谐振电容C _p 、变压器T、变压器励磁电感L _m 、副边谐振电感L _s 、副边谐振电容C _s ；其中，变压器T中原边绕组的一端经谐振电感L _p 连接至第一桥臂的中点A，原边绕组的另一端经谐振电容C _p 连接至第二桥臂的中点B；变压器T中副边绕组的一端经谐振电感L _s 连接至第三桥臂的中点C，副边绕组的另一端经谐振电容C _s 连接至第四桥臂的中点D。

3.根据权利要求1所述的单级式CLLC双向变流器，其特征在于，所述原边全桥的第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，第一开关管S1和第四开关管S4同步导通，第三开关管S3和第四开关管S4互补导通；当电网电压处于正周期时，副边全桥的第五开关管Q1和第七开关管Q3互补导通，第六开关管Q2和第八开关管Q4保持常通；当电网电压处于负周期时，副边全桥的第六开关管Q2和第八开关管Q4互补导通，第五开关管Q1和第七开关管Q3保持常通。

4.一种单级式CLLC 双向变流器的控制方法，其特征在于，应用于权利要求1至3任一项所述的单级式CLLC 双向变流器，包括：

（1.1）将变流器中CLLC谐振网络的输入电流在半个开关周期中的平均值简称为输入电流平均值，将CLLC谐振网络的输出电流在半个开关周期中的平均值简称为输出电流平均值；

（1.2）当变流器工作在正向模式时，采用变频结合移相的控制方法实现新能源直流电源的并网控制；其中，通过变频控制改变CLLC谐振网络的阻抗，以调整输出电流平均值的可调节范围，用于确定开关频率范围并最终选定工作频率；

（1.3）当变流器工作在逆向模式时，采用变频结合移相的控制方法实现变流器的PFC功能；其中，通过变频控制改变CLLC谐振网络的阻抗，以调整输入电流平均值的可调节范围，用于确定开关频率范围并最终选定工作频率。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤（1.2）和（1.3）中，通过移相控制，在可调幅值范围内调节输出电流平均值或输入电流平均值，使其满足功率因数为1的要求。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，具体包括以下步骤：

（2.1）根据外部信号确定变流器的工作模式，从而确定CLLC谐振网络的输入端和输出端；

（2.2）当电路工作在正向模式时，检测直流电源电压，根据CLLC谐振网络时域数学模型得到输出电流的时域表达式；根据直流电源的输出功率设定值确定输出电流平均值峰值，结合输出电流平均值变化趋势确定开关频率范围；同理，根据输入电流的时域表达式得到输入电流峰值随开关频率的变化趋势，最终选择输入电流峰值最小值所对应的开关频率作为工作频率，以提升电路效率，最终实现并网电流的正弦化；

（2.3）当电路工作在逆向模式时，检测直流负载电压，根据CLLC谐振网络时域数学模型得到输入电流的时域表达式；根据直流负载的输入功率设定值确定输入电流平均值峰值，结合输入电流平均值变化趋势确定开关频率范围；同理，根据输出电流的时域表达式得到输出电流峰值随开关频率的变化趋势，最终选择输出电流峰值最小值所对应的开关频率作为工作频率，以提升电路效率，最终实现输入电流平均值的正弦化。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤（2.1）中，根据外部信号确定，具体是指：控制器通过通信设备接收外部的功率指令从而控制开关动作。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，当电路工作在正向模式时，根据下述方法获得输入电流和输出电流的时域表达式，在此基础上进一步确定开关频率范围：

CLLC谐振网络的谐振电流在一个开关周期内关于点T _s /2中心对称，输入端电压U_AB和输出端电压U_CD均呈现两电平；

由于开关频率远大于电网电压频率，将一个开关周期内的电网电压视为常值；根据CLLC谐振网络的状态微分方程，求解得到输入电流i _Lp 的时域表达式如下：

；

CLLC谐振网络输出电流i _Ls 在半个开关周期内的时域表达式如下：

；

；

；

其中，C _s 是指谐振电容；t是指半个开关周期中的时间；T _s 是指开关周期；δ是指移相因子；V _AB 是原边全桥的桥臂中点电压，V _CD 是副边全桥的桥臂中点电压；ω _r 和ω _m 分别是第一谐振频率和第二谐振频率，α ₁₁~α ₁₄分别是第一至第四谐振系数，β ₁₁~β ₁₄分别是第五至第八谐振系数；

当时间t大于零且小于移相角度δT _s /2时，CLLC谐振网络的输入端电压U_AB大于零，输出端电压U_CD小于零；当时间t大于移相角度并小于半个开关周期T _s /2时，CLLC谐振网络输入端电压U_AB大于零，输出端电压U_CD小于零；

根据谐振网络时域数学模型，得到输出电流平均值随开关频率及移相角度的变化趋势；根据谐振网络时域数学模型，得到输入电流随开关频率的变化趋势；

当电路工作在逆向模式时，由于CLLC谐振网络采用对称结构，逆向模式的电路结构与正向模式对称，两种模式下的输入电流和输出电流时域表达式也呈现对称的特点；故，按相同方式获得输入电流和输出电流的时域表达式，并在此基础上进一步确定开关频率范围。

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，

（1）当电路工作在正向模式时，在选定的开关频率下，输出电流平均值随移相因子δ呈现非线性的变化规律：

；

为使得输出电流平均值正弦化，应使移相因子δ按照输出电流平均值的反映射规律变化：

；

其中，f是指输出电流平均值与移相因子δ间的一对一映射关系；f _s 是指开关频率；I _g 是指并网电流的峰值；θ _g 是指电网电压的相位角；

（2）当电路工作在逆向模式时，采用与正向模式时相同的控制策略，但应将输出电流平均值替换为输入电流平均值。