CN112701916A - 一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。该变换器由原边电路、副边电路、隔离变压器以及CLLLC型谐振网络组成，通过控制原边全桥单元开关管的占空比能够实现原副边电源之间的能量双向流动。本发明通过将非隔离型三相交错Boost变换器与隔离型的双向CLLLC谐振变换器集成到一起，实现了开关桥臂复用，减少了开关管数量，降低了损耗和成本，且对称性谐振槽结构保证了正反运行时谐振网络特性一致，降低了设计难度。本发明具有拥有高效率、高功率密度、宽电压增益、低输入电流纹波、能量流动方向自然平滑切换等优点，特别适合用于含储能系统直流微网、电动汽车、新能源发电等领域。

Description

一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器及其控制 方法
技术领域
本发明涉及储能系统、电动汽车、新能源发电系统中的电力电子变换器技术领域，特别涉及一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器及其控制方法。
背景技术
当今世界，能源问题日益严峻，能源短缺以及传统能源在使用过程中对环境造成的污染问题成为我们不得不面对的重大挑战。在此大背景下，如风电、光伏等大量可再生分布式能源的应用，其相关技术的发展与革新受到了越来越多的关注。为改善可再生能源不稳定的输出对电能质量的影响，常常需要增加储能单元提高系统的稳定性。
在含储能单元供电系统中，需要具有能量双向传递功能的双向DC-DC变换器作为储能单元与高压直流母线之间的接口元件，其中双向CLLLC型谐振变换器由于其对称性结构、软开关能力强、效率高等特点吸引了众多研究者的目光。然而，传统变频控制的双向CLLLC谐振变换器需要较宽的频率变化范围来适应储能电池电压宽范围变化，这不但增加了系统设计的复杂度，也势必将影响系统整体效率。除此以外，传统的双向CLLLC谐振变换器均采用电压型结构，即输出等效为一个电压源，因此当该类变换器应用在含储能电池的场合时，电池侧输入电流纹波较大，若电池长时间工作在较大电流纹波的场合下，储能电池的寿命将受到极大影响，严重时还会引发危险事故。
为了解决以上问题，常常采用两级式结构，即在双向CLLLC谐振变换器前增加一级交错并联的双向Buck/Boost变换器，不但能够减小电池侧电流纹波还能提高变换器整体的调压能力，使得后级双向CLLLC谐振变换器能够在一个固定开关频率下保持高效运行。然而，这种两级式结构增加了开关管的数量和系统成本，且前级Buck/Boost的硬开关必定会增加变换器的导通损耗和开关损耗，而额外引入的输入侧两相独立电感也会增加额外的体积和损耗。
发明内容
为了解决现有技术中存在的不足，本发明提供了一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器及其控制方法，旨在解决现有多相谐振变换器能量无法双向流动、输入电流纹波大、电压调节范围有限、双向运行不对称的问题。
本发明是通过以下技术方案实现的：
本发明一方面提供了一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，所述变换器由原边电路、副边电路、隔离变压器组以及CLLLC型谐振网络组成。原边电路由集成了三相交错Boost的全桥电路构成；副边电路由传统三相全桥电路构成；隔离变压器组由三个变压器构成；通过控制原边全桥开关管的占空比实现原副边电源之间的能量双向流动。
所述原边电路包括第一输入/输出直流源VL，三相Boost电感L1、L2、L3，钳位电容Cc以及第一至第六开关管S1～S6。第一至第六开关管S1～S6组成原边全桥单元。其中，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极连接，构成原边全桥单元的第一桥臂；第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极连接，构成原边全桥单元的第二桥臂；第五开关管S5的源极与第六开关管S6的漏极连接，构成原边全桥单元的第三桥臂；所述原边第一、第二和第三桥臂以及钳位电容Cc并联连接。
所述副边电路包括第二输入/输出直流源VH，输出电容Co以及第七至第十二开关管S7～S12。第七至第十二开关管S7～S12组成副边全桥单元。其中，第七开关管S7的源极与第八开关管S8的漏极连接，构成副边全桥单元的第一桥臂；第九开关管S9的源极与第十开关管S10的漏极连接，构成副边全桥单元的第二桥臂；第十一开关管S11的源极与第十二开关管S12的漏极连接，构成副边全桥单元的第三桥臂；所述副边第一、第二和第三桥臂以及输出电容Co并联连接。
所述变压器组由A相变压器Ta、B相变压器Tb、C相变压器Tc构成；所述第一变压器Ta包括两个绕组na1和na2，其中na1称为A相原边绕组，na2称为A相副边绕组；所述B相变压器Tb包括两个绕组nb1和nb2，其中nb1称为B相原边绕组，nb2称为B相副边绕组；所述C相变压器Tc包括两个绕组nc1和nc2，其中nc1称为C相原边绕组，nc2称为C相副边绕组。A相原边绕组na1的异名端、B相原边绕组nb1的异名端、C相原边绕组nc1的异名端相互连接，A相副边绕组na2的异名端、B相副边绕组nb2的异名端、C相副边绕组nc2的异名端相互连接。
所述CLLLC谐振网络包括A相原边谐振电容Cra1、B相原边谐振电容Crb1、C相原边谐振电容Crc1，A相原边谐振电感Lra1、B相原边谐振电感Lrb1、C相原边谐振电感Lrc1，A相变压器Ta的励磁电感Lma、B相变压器Tb的励磁电感Lmb、C相变压器Tc的励磁电感Lmc，A相副边谐振电感Lra2、B相副边谐振电感Lrb2、C相副边谐振电感Lrc2，A相副边谐振电容Cra2、B相副边谐振电容Crb2、C相副边谐振电容Crc2；其中，A相原边谐振电感Lra1一端与原边第一桥臂中点a相连，A相原边谐振电感Lra1另一端与A相原边谐振电容Cra1相连，A相原边谐振电容Cra1另一端与A相原边绕组na1的同名端连接，A相励磁电感Lma与A相原边绕组na1并联连接；B相原边谐振电感Lrb1一端与原边第二桥臂中点b相连，B相原边谐振电感Lrb1另一端与B相原边谐振电容Crb1相连，B相原边谐振电容Crb1另一端与B相原边绕组nb1的同名端连接，B相励磁电感Lmb与B相原边绕组nb1并联连接；C相原边谐振电感Lrc1一端与原边第一桥臂中点c相连，C相原边谐振电感Lrc1另一端与C相原边谐振电容Crc1相连，C相原边谐振电容Crc1另一端与C相原边绕组nc1的同名端连接，C相励磁电感Lmc与C相原边绕组nc1并联连接；A相副边谐振电感Lra2一端与副边第一桥臂中点a′相连，A相副边谐振电感Lra2另一端与A相副边谐振电容Cra2相连，A相副边谐振电容Cra2另一端与A相副边绕组na2的同名端连接；B相副边谐振电感Lrb2一端与副边第一桥臂中点b′相连，B相副边谐振电感Lrb2另一端与B相副边谐振电容Crb2相连，B相副边谐振电容Crb2另一端与B相副边绕组nb2的同名端连接；C相副边谐振电感Lrc2一端与副边第一桥臂中点c′相连，C相副边谐振电感Lrc2另一端与C相副边谐振电容Crc2相连，C相副边谐振电容Crc2另一端与C相副边绕组nc2的同名端连接。
所述原边第一输入/输出直流源VL的负极连接原边第二开关管的源极，原边第一输入/输出直流源VL的正极连接三相Boost电感L1、L2、L3的公共端口，三相Boost电感L1、L2、L3的另一端分别连接原边第一桥臂中点a、第二桥臂中点b和第三桥臂中点c。
所述变换器由原边电路、副边电路、隔离变压器以及CLLLC型谐振网络组成。其中原边电路由集成了三相交错Boost的全桥电路构成，副边电路则由全桥电路构成，通过控制原边全桥开关管的占空比实现原副边电源之间的能量双向流动。
本发明另一方面提供了一种基于上述三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器的控制方法，步骤如下：所述第一至第六开关管S1～S6采用定频变占空比控制方式，其中，原边全桥第一、第三、第五开关管S1、S3、S5驱动占空比相同，占空比均为D，且第一开关管S1的驱动超前于第三开关管S3的驱动120°，第三开关管S3的驱动超前于第五开关管S5的驱动120°；原边全桥第二、第四、第六开关管S2、S4、S6驱动分别与其同一桥臂对应的第一、第三、第五开关管S1、S3、S5驱动互补导通，占空比为(1-D)；副边全桥的第七、第九、第十一开关管S7、S9、S11驱动占空比相同，固定为0.5，且第七开关管S7的驱动超前于第九开关管S9的驱动120°，第九开关管S9的驱动超前于第十一开关管S11的驱动120°；副边全桥第八、第十、第十二开关管S8、S10、S12驱动分别与其同一桥臂对应第七、第九、第十一开关管S7、S9、S11互补导通。此外，第一开关管S1与第七开关管S7的驱动信号始终中心对称，第二开关管S2与第八开关管S8的驱动信号始终中心对称，第三开关管S3与第九开关管S9的驱动信号始终中心对称，第四开关管S4与第十开关管S10的驱动信号始终中心对称，第五开关管S5与第十一开关管S11的驱动信号始终中心对称，第六开关管S6与第十二开关管S12的驱动信号始终中心对称；所有开关管的开关频率fs始终固定在谐振频率fr附近，通过调节占空比D来改变功率传输大小和方向。
本发明的特点和技术效果：
(1)具有一定的功率等级。本发明提出的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器实现了大功率的双向流动，提升了多相双主动全桥变换器的传输效率。
(2)通过开关桥臂复用集成了三相非隔离型双向交错Boost变换器与隔离型的双向CLLLC谐振变换器，提高了变换器电压增益范围，相较于传统两级组合式又减小了开关管的数量，降低了系统损耗和成本，且能够通过设计实现所有开关管全电压范围软开关，保证变换器高效运行。
(3)电池侧为电流型结构，且交错并联结构减小了电池侧电流纹波，降低电流纹波对储能电池的影响，提高了整体效率。
(4)对称型CLLLC谐振槽结构保证双向运行时谐振回路具有相同的运行特性，同时降低参数设计的复杂度。
(5)与传统谐振变换器采用的变频控制相比，本发明所提出的变换器采用定频PWM调制策略，控制方法简单易行，能够通过改变原边上管占空比D的大小改变传输功率大小和方向，无需模式切换便能实现功率流向自然平滑切换。
(6)采用YY型连接的变压器可实现自动均流，无需对三相交错的Boost变换器进行复杂的均流控制。
以上特点均表明，本发明所提出的变换器和控制策略适用于含储能单元的直流微网、电动汽车、新能源发电等领域。
附图说明
图1是本发明提供的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器电路结构原理图；
图2是本发明提供的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器当D<0.5时正向运行的主要工作波形图；
图3是本发明提供的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器当D>0.5时反向运行的主要工作波形图；
图4至图27是本发明提供的交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器当D<0.5时各开关模态下的等效电路图；
附图标记：
VL为第一输入/输出直流源；VH为第二输入/输出直流源；L1、L2、L3分别为第一、第二、第三三相Boost电感；Ta、Tb、Tc分别为A相、B相、C相变压器；Lra1、Lrb1、Lrc1分别为A相、B相、C相变压器原边谐振电感，Lra2、Lrb2、Lrc2分别为A相、B相、C相变压器副边谐振电感，Lma、Lmb、Lmc分别为A相、B相、C相变压器励磁电感；Cra1、Crb1、Crc1分别为A相、B相、C相变压器原边谐振电容原边谐振电容，Cra2、Crb2、Crc2分别为A相、B相、C相变压器副边谐振电容；Cc为钳位电容，Co为输出电容；S1～S12分别为第一至第十二开关管；a、b、c分别为原边第一、第二、第三桥臂中点的端子，a′、b′、c′分别为副边第一、第二、第三桥臂中点的端子；iL1、iL2、iL3分别为Boost电感第一相、第二相、第三相支路电流，ira1、irb1、irc1分别为流过原边谐振电感Lra1、Lrb1、Lrc1的电流，ira2、irb2、irc2分别为流过副边谐振电感Lra2、Lrb2、Lrc2的电流，ima、imb、imc分别为流过变压器励磁电感Lma、Lmb、Lmc的电流；Vc为钳位电容电压；Ts为第一～第十二开关管开通周期，D为第一开关管S1导通占空比；Vao_1为原边第一桥臂中点a与原边变压器绕组异名端连接点之间的电压，Vao_2为副边第一桥臂中点a′与副边变压器绕组异名端连接点之间的电压；ucra1为A相原边谐振电容Cral两端电压，ucra2为A相副边谐振电容Cra2两端电压；t0～t24分别为变换器一个周期内的几个开关管动作的时刻点。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
如图1所示，所述变换器由原边电路、副边电路、隔离变压器组以及CLLLC型谐振网络组成。原边电路由集成了三相交错Boost的全桥电路构成；副边电路由传统三相全桥电路构成；隔离变压器组由三个变压器构成；通过控制原边全桥开关管的占空比实现原副边电源之间的能量双向流动。
所述原边电路包括第一输入/输出直流源VL，三相Boost电感L1、L2、L3，钳位电容Cc以及第一至第六开关管S1～S6。第一至第六开关管S1～S6组成原边全桥单元。其中，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极连接，构成原边全桥单元的第一桥臂；第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极连接，构成原边全桥单元的第二桥臂；第五开关管S5的源极与第六开关管S6的漏极连接，构成原边全桥单元的第三桥臂；所述原边第一、第二和第三桥臂以及钳位电容Cc并联连接；原边第一输入/输出直流源VL的负极连接原边第二开关管的源极，原边第一输入/输出直流源VL的正极连接三相Boost电感L1、L2、L3的公共端口，三相Boost电感L1、L2、L3的另一端分别连接原边第一桥臂中点a、第二桥臂中点b和第三桥臂中点c。
所述副边电路包括第二输入/输出直流源VH，输出电容Co以及第七至第十二开关管S7～S12。第七至第十二开关管S7～S12组成副边全桥单元。其中，第七开关管S7的源极与第八开关管S8的漏极连接，构成副边全桥单元的第一桥臂；第九开关管S9的源极与第十开关管S10的漏极连接，构成副边全桥单元的第二桥臂；第十一开关管S11的源极与第十二开关管S12的漏极连接，构成副边全桥单元的第三桥臂；所述副边第一、第二和第三桥臂以及输出电容Co并联连接。
所述变压器组由A相变压器Ta、B相变压器Tb、C相变压器Tc构成；所述第一变压器Ta包括两个绕组na1和na2，其中na1称为A相原边绕组，na2称为A相副边绕组；所述B相变压器Tb包括两个绕组nb1和nb2，其中nb1称为B相原边绕组，nb2称为B相副边绕组；所述C相变压器Tc包括两个绕组nc1和nc2，其中nc1称为C相原边绕组，nc2称为C相副边绕组。A相原边绕组na1的异名端、B相原边绕组nb1的异名端、C相原边绕组nc1的异名端相互连接，A相副边绕组na2的异名端、B相副边绕组nb2的异名端、C相副边绕组nc2的异名端相互连接。
所述CLLLC谐振网络包括A相原边谐振电容Cra1、B相原边谐振电容Crb1、C相原边谐振电容Crc1，A相原边谐振电感Lra1、B相原边谐振电感Lrb1、C相原边谐振电感Lrc1，A相变压器Ta的励磁电感Lma、B相变压器Tb的励磁电感Lmb、C相变压器Tc的励磁电感Lmc，A相副边谐振电感Lra2、B相副边谐振电感Lrb2、C相副边谐振电感Lrc2，A相副边谐振电容Cra2、B相副边谐振电容Crb2、C相副边谐振电容Crc2；其中，A相原边谐振电感Lra1一端与原边第一桥臂中点a相连，A相原边谐振电感Lra1另一端与A相原边谐振电容Cra1相连，A相原边谐振电容Cra1另一端与A相原边绕组na1的同名端连接，A相励磁电感Lma与A相原边绕组na1并联连接；B相原边谐振电感Lrb1一端与原边第二桥臂中点b相连，B相原边谐振电感Lrb1另一端与B相原边谐振电容Crb1相连，B相原边谐振电容Crb1另一端与B相原边绕组nb1的同名端连接，B相励磁电感Lmb与B相原边绕组nb1并联连接；C相原边谐振电感Lrc1一端与原边第一桥臂中点c相连，C相原边谐振电感Lrc1另一端与C相原边谐振电容Crc1相连，C相原边谐振电容Crc1另一端与C相原边绕组nc1的同名端连接，C相励磁电感Lmc与C相原边绕组nc1并联连接；A相副边谐振电感Lra2一端与副边第一桥臂中点a′相连，A相副边谐振电感Lra2另一端与A相副边谐振电容Cra2相连，A相副边谐振电容Cra2另一端与A相副边绕组na2的同名端连接；B相副边谐振电感Lrb2一端与副边第一桥臂中点b′相连，B相副边谐振电感Lrb2另一端与B相副边谐振电容Crb2相连，B相副边谐振电容Crb2另一端与B相副边绕组nb2的同名端连接；C相副边谐振电感Lrc2一端与副边第一桥臂中点c′相连，C相副边谐振电感Lrc2另一端与C相副边谐振电容Crc2相连，C相副边谐振电容Crc2另一端与C相副边绕组nc2的同名端连接。
本发明所述三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器的控制方法如下：所述第一至第六开关管S1～S6采用定频变占空比控制方式，其中，原边全桥第一、第三、第五开关管S1、S3、S5驱动占空比相同，占空比均为D，且第一开关管S1的驱动超前于第三开关管S3的驱动120°，第三开关管S3的驱动超前于第五开关管S5的驱动120°；原边全桥第二、第四、第六开关管S2、S4、S6驱动分别与其同一桥臂对应的第一、第三、第五开关管S1、S3、S5驱动互补导通，占空比为(1-D)；副边全桥的第七、第九、第十一开关管S7、S9、S11驱动占空比相同，固定为0.5，且第七开关管S7的驱动超前于第九开关管S9的驱动120°，第九开关管S9的驱动超前于第十一开关管S11的驱动120°；副边全桥第八、第十、第十二开关管S8、S10、S12驱动分别与其同一桥臂对应第七、第九、第十一开关管S7、S9、S11互补导通。此外，第一开关管S1与第七开关管S7的驱动信号始终中心对称，第二开关管S2与第八开关管S8的驱动信号始终中心对称，第三开关管S3与第九开关管S9的驱动信号始终中心对称，第四开关管S4与第十开关管S10的驱动信号始终中心对称，第五开关管S5与第十一开关管S11的驱动信号始终中心对称，第六开关管S6与第十二开关管S12的驱动信号始终中心对称；所有开关管的开关频率fs始终固定在谐振频率fr附近，通过调节占空比D来改变功率传输大小和方向。
下面对本发明所述基于三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器的基本工作原理进行详细说明。
如图2和图3所示，本发明所述的变换器无论是在正向运行还是反向运行状态，各关键波形都具有高度相似性，因此，此处以正向运行为例进行模态分析，由于A相、B相、C相的对称性，下面以A相为例进行分析，B、C相同理。
模态1[t0～t1]：如图4所示，在t0时刻前，原边S2、S4、S5和副边S7、S10、S11导通，此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。谐振电流近似等于励磁电流im，由于历次电感感值很大，故谐振电流ir1与ir2几乎保持不变，维持在0附近，由于ir1与ir2较小，原副边谐振电容Vcr1与Vcr2在此期间几乎保持恒定。电感电流iL1线性上升。t0时刻，S2关断，ir1为负，ir1+iL1对开关管杂散电容进行充电荷，t0～t1死区时间结束后，S1两端电压为0，S2两端电压为VC，为S1的ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)开通创造了条件。
模态2[t1～t2]：如图5所示，t1时刻，S1实现ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，近似直线，电感电流iL1线性下降，励磁电感电流im近似线性上升。ir1在t1时刻近似为0，ir2在t2时刻仍为负值，经过t1～t2谐振过程后才变为正值，故原边谐振电容Vcr1谐振增大，副边谐振电容Vcr2先谐振减小，待ir2大于0后，再谐振上升。t1时刻，S5关断。
模态3[t2～t3]：如图6所示，死区时间内，ir3-iL3对S5、S6进行抽放电荷，t2～t3死区时间结束后，S6两端电压为0，S5两端电压为VC，为S6的ZVS开通创造了条件。
模态4[t3～t4]：如图7所示，t3时刻，S6 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在2VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，近似直线，电感电流iL1线性下降。励磁电感电流im近似线性上升。此时ir1与ir2均为正值，Vcr1、Vcr2谐振增大。t4时刻，S11关断。
模态5[t4～t5]：如图8所示，死区时间内，副边c相谐振电流ir2为负，对S11、S12进行抽取电荷，t4～t5死区时间结束后，S12两端电压为0，S11两端电压为VH，为S12的ZVS开通创造了条件。
模态6[t5～t6]：如图9所示，t5时刻，S9 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在2VC/3，副边桥臂中点被钳位在2VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，Vcr1与Vcr2谐振上升，由负变正，电感电流iL1线性下降。励磁电感电流im近似线性上升。t6时刻，S10关断。
模态7[t6～t7]：如图10所示，死区时间内，副边c相谐振电流ir2为正，对S10、S11进行抽放电荷，t6～t7死区时间结束后，S9两端电压为0，S10两端电压为VH，为S9的ZVS开通创造了条件。
模态8[t7～t8]：如图11所示，t7时刻，S9 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在2VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，在谐振结束，谐振电流达到峰值，Vcr1与Vcr2继续谐振上升，电感电流iL1线性下降。励磁电感电流im近似线性上升。t8时刻，S4关断。
模态9[t8～t9]：如图12所示，死区时间内，原边b相谐振电流ir1为负，ir1+iL2对开关管杂散电容进行充电荷，t8～t9死区时间结束后，S3两端电压为0，S4两端电压为VC，为S3 ZVS开通创造了条件。
模态10[t9～t10]：如图13所示，t9时刻，S3 ZVS开通，此时原边桥臂中点被钳位在VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振下降，近似直线，Vcr1与Vcr2继续谐振上升，电感电流iL1线性下降。励磁电感电流im近似线性上升。t10时刻，S1关断。
模态11[t10～t11]：如图14所示，死区时间内，谐振电流ir1为正，ir1-iL1对开关管杂散电容进行抽电荷，t10～t11死区时间结束后，S2两端电压为0，S1两端电压为VC，为S2 ZVS开通创造了条件。
以上模态，电感iL1电流均线性下降，励磁电感电流im线性上升。
模态12[t11～t12]：如图15所示，t11时刻，S2 ZVS开通，此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振下降，近似直线，Vcr1与Vcr2继续谐振上升，并在结束达到谐振电压峰值，电感电流iL1开始线性上升。励磁电感电流im近似不变。t12时刻，S7关断。
模态13[t12～t13]：如图16所示，死区时间内，谐振电流ir2为负，ir2对开关管杂散电容进行抽电荷，t12～t13死区时间结束后，S8两端电压为0，S7两端电压为VH，为S8 ZVS开通创造了条件。
模态14[t13～t14]：如图17所示，t13时刻，S8 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在-VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振下降，Vcr1与Vcr2谐振下降，电感电流iL1开始线性上升。励磁电感电流im线性下降。t14时刻，S12关断。
模态15[t14～t15]：如图18所示，死区时间内，副边c相谐振电流ir2为正，ir2对开关管杂散电容进行放电荷，死区时间结束后，S11两端电压为0，S12两端电压为VH，为S11 ZVS开通创造了条件。
模态16[t15～t16]：如图19所示，t15时刻，S11 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在-2VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，近似直线，Vcr1与Vcr2继续谐振下降，电感电流iL1线性上升。励磁电感电流im线性下降。t16时刻，S6关断。
模态17[t16～t17]：如图20所示，死区时间内，原边c相谐振电流ir1为正，ir1对开关管杂散电容进行放电荷，死区时间结束后，S5两端电压为0，S6两端电压为VC，为S5 ZVS开通创造了条件。
模态18[t17～t18]：如图21所示，t17时刻，S5 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在-2VC/3，副边桥臂中点被钳位在-2VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振下降，近似直线，Vcr1与Vcr2继续谐振下降，结束时谐振电流达到峰值，谐振电压降到0附近，电感电流iL1线性上升。励磁电感电流im线性下降。t18时刻，S3关断。
模态19[t18～t19]：如图22所示，死区时间内，原边b相谐振电流ir1为负，ir1对开关管杂散电容进行抽取电荷，死区时间结束后，S4两端电压为0，S3两端电压为VC，为S4 ZVS开通创造了条件。
模态20[t19～t20]：如图23所示，t19时刻，S4 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在-2VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，，近似直线，Vcr1与Vcr2从0附近继续谐振下降至负值，电感电流iL1线性上升。励磁电感电流im线性下降。t20时刻，S9关断。
模态21[t20～t21]：如图24所示，死区时间内，副边b相谐振电流ir2为负，ir2对开关管杂散电容进行抽取电荷，死区时间结束后，S10两端电压为0，S9两端电压为VC，为S10 ZVS开通创造了条件。
模态22[t21～t22]：如图25所示，t21时刻，S10 ZVS开通。此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在-VH/3。此时，Lr1、Cr1、Lr2、Cr2发生谐振，谐振电流ir1与ir2谐振上升，Vcr1与Vcr2继续谐振下降，电感电流iL1线性上升。励磁电感电流im线性下降。t22时刻，S8关断。
模态23[t22～t23]：如图26所示，死区时间内，副边谐振电流ir2为正，ir2对开关管杂散电容进行放取电荷，死区时间结束后，S7两端电压为0，S8两端电压为VH，为S7的ZVS开通创造了条件。
模态24[t23～t24]：如图27所示，原边S2、S4、S5和副边S7、S10、S11导通，此时原边桥臂中点被钳位在-VC/3，副边桥臂中点被钳位在VH/3。谐振电流近似等于励磁电流im，由于历次电感感值很大，故谐振电流ir1与ir2几乎保持不变，维持在0附近，由于ir1与ir2较小，原副边谐振电容Vcr1与Vcr2在此期间几乎保持恒定。电感电流iL1线性上升。至此，整个开关周期结束，t24与t0重合。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，所述变换器由原边电路、CLLLC型谐振网络、隔离变压器组以及副边电路依序连接组成；所述原边电路由集成了三相交错Boost的全桥电路构成；所述副边电路由三相全桥电路构成；所述隔离变压器组由三个变压器构成；通过控制原边全桥开关管的占空比实现原副边电源之间的能量双向流动。
2.如权利要求1所述的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，所述原边电路包括第一输入/输出直流源VL，第一至第三三相Boost电感L1、L2、L3，钳位电容Cc以及第一至第六开关管S1～S6，所述第一至第六开关管S1～S6组成原边全桥单元；其中，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极连接，构成原边全桥单元的第一桥臂；第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极连接，构成原边全桥单元的第二桥臂；第五开关管S5的源极与第六开关管S6的漏极连接，构成原边全桥单元的第三桥臂；所述原边第一、第二和第三桥臂以及钳位电容Cc并联连接；原边第一输入/输出直流源VL的负极连接原边第二开关管的源极，原边第一输入/输出直流源VL的正极连接第一至第三三相Boost电感L1、L2、L3的公共端口，第一至第三三相Boost电感L1、L2、L3的另一端分别连接原边第一桥臂中点a、第二桥臂中点b和第三桥臂中点c。
3.如权利要求1所述的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，所述副边电路包括第二输入/输出直流源VH，输出电容Co以及第七至第十二开关管S7～S12，第七至第十二开关管S7～S12组成副边全桥单元；其中，第七开关管S7的源极与第八开关管S8的漏极连接，构成副边全桥单元的第一桥臂；第九开关管S9的源极与第十开关管S10的漏极连接，构成副边全桥单元的第二桥臂；第十一开关管S11的源极与第十二开关管S12的漏极连接，构成副边全桥单元的第三桥臂；所述副边第一、第二和第三桥臂以及输出电容Co并联连接。
4.如权利要求2所述的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，所述隔离变压器组由A相变压器Ta、B相变压器Tb、C相变压器Tc构成；所述第一变压器Ta包括两个绕组na1和na2，其中na1称为A相原边绕组，na2称为A相副边绕组；所述B相变压器Tb包括两个绕组nb1和nb2，其中nb1称为B相原边绕组，nb2称为B相副边绕组；所述C相变压器Tc包括两个绕组nc1和nc2，其中nc1称为C相原边绕组，nc2称为C相副边绕组；A相原边绕组na1的异名端、B相原边绕组nb1的异名端、C相原边绕组nc1的异名端相互连接，A相副边绕组na2的异名端、B相副边绕组nb2的异名端、C相副边绕组nc2的异名端相互连接。
5.如权利要求4所述的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，所述CLLLC谐振网络包括A相原边谐振电容Cra1、B相原边谐振电容Crb1、C相原边谐振电容Crc1，A相原边谐振电感Lra1、B相原边谐振电感Lrb1、C相原边谐振电感Lrc1，A相变压器Ta的励磁电感Lma、B相变压器Tb的励磁电感Lmb、C相变压器Tc的励磁电感Lmc，A相副边谐振电感Lra2、B相副边谐振电感Lrb2、C相副边谐振电感Lrc2，A相副边谐振电容Cra2、B相副边谐振电容Crb2、C相副边谐振电容Crc2；其中，A相原边谐振电感Lra1一端与原边第一桥臂中点a相连，A相原边谐振电感Lra1另一端与A相原边谐振电容Cra1相连，A相原边谐振电容Cra1另一端与A相原边绕组na1的同名端连接，A相励磁电感Lma与A相原边绕组na1并联连接；B相原边谐振电感Lrb1一端与原边第二桥臂中点b相连，B相原边谐振电感Lrb1另一端与B相原边谐振电容Crb1相连，B相原边谐振电容Crb1另一端与B相原边绕组nb1的同名端连接，B相励磁电感Lmb与B相原边绕组nb1并联连接；C相原边谐振电感Lrc1一端与原边第一桥臂中点c相连，C相原边谐振电感Lrc1另一端与C相原边谐振电容Crc1相连，C相原边谐振电容Crc1另一端与C相原边绕组nc1的同名端连接，C相励磁电感Lmc与C相原边绕组nc1并联连接；A相副边谐振电感Lra2一端与副边第一桥臂中点a′相连，A相副边谐振电感Lra2另一端与A相副边谐振电容Cra2相连，A相副边谐振电容Cra2另一端与A相副边绕组na2的同名端连接；B相副边谐振电感Lrb2一端与副边第一桥臂中点b′相连，B相副边谐振电感Lrb2另一端与B相副边谐振电容Crb2相连，B相副边谐振电容Crb2另一端与B相副边绕组nb2的同名端连接；C相副边谐振电感Lrc2一端与副边第一桥臂中点c′相连，C相副边谐振电感Lrc2另一端与C相副边谐振电容Crc2相连，C相副边谐振电容Crc2另一端与C相副边绕组nc2的同名端连接。
6.如权利要求5所述的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，所述变换器中原副边谐振电感Lra1、Lrb1、Lrc1和Lra2、Lrb2、Lrc2均采用变压器Ta、Tb、Tc的原副边漏感实现。
7.一种基于权利要求1至6任一项所述的三相交错Boost集成型双向CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
所述第一至第六开关管S1～S6采用定频变占空比控制方式，其中，原边全桥第一、第三、第五开关管S1、S3、S5驱动占空比相同，占空比均为D，且第一开关管S1的驱动超前于第三开关管S3的驱动120°，第三开关管S3的驱动超前于第五开关管S5的驱动120°；原边全桥第二、第四、第六开关管S2、S4、S6驱动分别与其同一桥臂对应的第一、第三、第五开关管S1、S3、S5驱动互补导通，占空比为(1-D)；副边全桥的第七、第九、第十一开关管S7、S9、S11驱动占空比相同，固定为0.5，且第七开关管S7的驱动超前于第九开关管S9的驱动120°，第九开关管S9的驱动超前于第十一开关管S11的驱动120°；副边全桥第八、第十、第十二开关管S8、S10、S12驱动分别与其同一桥臂对应第七、第九、第十一开关管S7、S9、S11互补导通；
第一开关管S1与第七开关管S7的驱动信号始终中心对称，第二开关管S2与第八开关管S8的驱动信号始终中心对称，第三开关管S3与第九开关管S9的驱动信号始终中心对称，第四开关管S4与第十开关管S10的驱动信号始终中心对称，第五开关管S5与第十一开关管S11的驱动信号始终中心对称，第六开关管S6与第十二开关管S12的驱动信号始终中心对称；所有开关管的开关频率fs始终固定在谐振频率fr附近，通过调节占空比D来改变功率传输大小和方向。
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WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20210423

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