CN114977872A - 双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统 - Google Patents

双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统 Download PDF

Info

Publication number
CN114977872A
CN114977872A CN202210590592.1A CN202210590592A CN114977872A CN 114977872 A CN114977872 A CN 114977872A CN 202210590592 A CN202210590592 A CN 202210590592A CN 114977872 A CN114977872 A CN 114977872A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mode
inverter
micro
transmission power
square wave
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202210590592.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114977872B (zh
Inventor
杨骐箐
李睿
冯洋洋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shanghai Jiaotong University
Original Assignee
Shanghai Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shanghai Jiaotong University filed Critical Shanghai Jiaotong University
Priority to CN202210590592.1A priority Critical patent/CN114977872B/zh
Publication of CN114977872A publication Critical patent/CN114977872A/zh
Priority to PCT/CN2023/092411 priority patent/WO2023226724A1/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114977872B publication Critical patent/CN114977872B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B10/00—Integration of renewable energy sources in buildings
    • Y02B10/10—Photovoltaic [PV]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Abstract

本发明提供了一种双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统，确定内移相角和外移相角，内移相角直接控制原边方波发生电路产生方波电压，外移相角通过加法器和电流环闭环控制输出求和后控制副边方波发生电路产生方波电压，实现给定的传输功率；根据微逆变器的两个控制自由度，将传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据微逆变器的瞬时传输功率和内移相角的取值，使微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。本发明大幅降低变压器副边电流的有效值，提高微逆变器的效率；由于加入了前馈控制，可以提高微逆变器的功率响应速度；各工作模式之间可以实现无缝切换，切换时不发生内移相角和外移相角的跳变。

Description

双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统
技术领域
本发明涉及一种微逆变器架构及其控制策略技术领域，具体地，涉及一种双向双有源桥型微逆变器及其功率调制模式切换方法及系统。
背景技术
微逆变器一般指是光伏发电系统中的功率小于等于1000W，且具备组件级最大功率点追踪能力的逆变器。与集中式和组串式光伏逆变系统不同，微逆变器直接与单个光伏组件进行连接。其优点是可以对每块组件进行独立的MPPT控制，在大幅提高整体效率的同时，也可以避免集中式逆变器具有的直流高压、弱光效应差、木桶效应等。随着微逆变器技术的发展，微逆变器的应用范围从光伏系统逐渐扩展到电池储能系统，微逆变器由于其体积小，效率高等优势在户用储能中占据一席之地。
根据直流母线的位置和结构特点，可以将微逆变器分为三大类：直流母线结构，伪直流母线结构和无直流母线结构。其中直流母线结构的微逆变器为两级式结构，前级DC-DC变换电路采用固定占空比调制，后级DC-AC电路采用SPWM调制，两级电路独立解耦控制，但后级DC-AC转换电路的损耗较高；伪直流母线结构的微逆变器也为两级式结构，其中前级DC-DC变换电路采用SPWM调制，后级DC-AC电路采用工频方波调制，缺点在于前级DC-DC电路的控制较复杂，容易导致交流输出电流的畸变；无直流母线的微逆变器为单级式电路，采用矩阵式控制，其所用开关器件数量少，转换效率高，因此更具有优势。
目前无直流型微逆变器的调制策略可以分为三种，第一种是使微逆变器工作在单移相调制状态，该调制策略下微逆变器只具有一个控制自由度，且变压器副边电流有效值大，使得效率较低；第二种是使微逆变器工作在扩展移相调制状态，且工频周期内只工作在单一调制模式下，这种方法虽然改善了单移相调制下电流有效值较大的问题，但工频周期内轻载时电流有效值仍然较大，且会丢失一部分软开关；第三种是使得微逆变器工作在扩展移相状态，且工频周期内调制模式在两种调制模式之间切换，这种方法虽然将微逆变器的软开关范围拓展到全工频周期范围内，但是由于该方法对调制模式的选择不恰当，其中一种调制模式电流有效值较大，因此微逆变器的整体效率会下降。
目前没有发现同本发明类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资料。
发明内容
本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统。
根据本发明的一个方面，提供了一种双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换方法，包括：
确定内移相角D1和外移相角D2，所述内移相角D1为原边方波发生电路产生的方波电压负上升沿和原边方波发生电路产生的方波电压正上升沿错开的角度；所述外移相角D2为变压器原边方波发生电路产生的方波电压的基波和变压器副边方波发生电路产生的方波电压的基波错开的角度；
利用所述内移相角D1直接控制原边方波发生电路产生对应方波电压，利用所述外移相角D2通过加法器和电流环闭环控制输出求和后控制副边方波发生电路产生对应方波电压，实现微逆变器给定的传输功率；
将所述内移相角D1和所述外移相角D2作为微逆变器的两个控制自由度，根据微逆变器的两个控制自由度，将微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述微逆变器在模式三和模式二之间进行切换；其中：
所述内移相角D1的取值范围是0≤D1≤0.5；所述外移相角D2的取值范围是-0.5≤D2≤0.5；
所述根据两个控制自由度，将传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，包括：
当外移相角D2满足(1-D1)/2＜|D2|≤0.5时，对应的调制模式为模式一；
当外移相角D2满足D1/2＜|D2|≤(1-D1)/2时，对应的调制模式为模式二；
当外移相角D2满足0≤|D2|≤D1/2时，对应的调制模式为模式三；
其中：
所述模式一，包括：
当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，所述模式一对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000031
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝0.375处取得；
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，所述模式一对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000032
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝-0.375处取得；
在整个工频周期内，所述模式一对应的变压器副边电流有效值最大；
所述模式二，包括：
当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，所述模式二对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000033
最大传输功率在D1＝0，D2＝0.25处取得；
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，所述模式二对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000034
最大传输功率在D1＝0，D2＝-0.25处取得；
在工频周期的重载时间段，所述模式二对应的变压器副边电流有效值最小；
所述模式三，包括：
当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，所述模式三对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000035
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝0.125处取得；
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，所述模式三对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000036
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝-0.125处取得；
在工频周期的轻载时间段，所述模式三对应的变压器副边电流有效值最小；
式中，n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，|vg|为网侧电压的绝对值，fsw为原副边方波电压的频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值；
所述根据微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述微逆变器在模式三和模式二之间进行切换，包括：
在一个工频周期内，根据微逆变器根据瞬时传输功率大小和内移相角D1的取值，按照以下原则进行调制模式之间的切换：
当|M|≤D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式三；
当|M|＞D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式二；
其中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure BDA0003664993580000037
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，igref为网侧电流给定值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
可选地，所述确定内移相角和外移相角，包括：
首先确定内移相角在工频周期内的变化规律，再根据所述内移相角和瞬时输出功率确定外移相角的变化规律；其中：
所述内移相角的变化规律，包括：
Figure BDA0003664993580000041
式中，max{}为取最大值函数，θ为电网电压的相位，φ为网侧电流给定值的相位，Im,ref为网侧电流给定值的幅值，Im,N为网侧额定电流的幅值；
所述外移相角的变化规律的计算方法，包括：
当调制模式处于模式一时，所述外移相角的变化规律为：
Figure BDA0003664993580000042
当调制模式处于模式二时，所述外移相角的变化规律为：
Figure BDA0003664993580000043
当调制模式处于模式三时，所述外移相角的变化规律为：
Figure BDA0003664993580000044
其中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure BDA0003664993580000045
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，igref为网侧电流给定值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
根据本发明的另一个方面，提供了一种双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换系统，包括：
网侧电流给定值计算模块，该模块将双有源桥型微逆变器的电网电压vg通过锁相环环节得到电网电压相角θ，并结合所述网侧电流给定值幅值Im,ref得到网侧电流给定值ig,ref；其中，所述双有源桥型微逆变器的网侧电流给定值幅值Im,ref由上级调度给定；
内移相角计算模块，该模块将所述网侧电流给定值ig,ref和双有源桥型微逆变器的网侧电流ig相减后通过电流环环节得到外移相角变化值ΔD2；将直流侧电池电压Vbat、所述电网电压vg和所述网侧电流给定值ig,ref相结合后通过前馈控制环节得到内移相角D1和外移相角计算值D2,cal；
外移相角计算模块，该模块将所述内移相角D1直接用于控制双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路输出方波电压，将所述外移相角计算值D2,cal和所述外移相角变化值ΔD2相加后得到外移相角D2用于控制所述双有源桥型微逆变器的副边方波发生电路输出方波电压，实现所述双有源桥型微逆变器给定的传输功率；
模式切换模块，该模块将所述内移相角D1和所述外移相角D2作为所述双有源桥型微逆变器的两个控制自由度，根据所述两个控制自由度，将所述双有源桥型微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据所述双有源桥型微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述双有源桥型微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。
根据本发明的第三个方面，提供了一种基于功率调制模式切换策略的双向双有源桥型微逆变器，采用上述任一项所述的功率调制模式切换方法，将微逆变器的所有传输功率调制模式划分为模式一、模式二和模式三；根据微逆变器的瞬时传输功率使其在模式三和模式二之间进行调制模式切换。
根据本发明的第四个方面，提供了一种基于功率调制模式切换策略的双向双有源桥型微逆变器，包括双有源桥型微逆变器本体以及上述的功率调制模式切换系统，其中，所述锁相环环节的输入端与电网连接，所述锁相环环节的输出端与所述电网电流给定值的输出端相结合后连接至所述电流环环节的输入端，所述前馈控制环节的输入端分别与直流侧电池、所述锁相环环节与所述电网电流给定值的输出端的结合端以及电网相连接，所述前馈控制环节的一个输出端与原边方波发生电路相连接，用于控制所述原边方波发生电路输出方波电压，所述前馈控制环节的另一个输出端与所述电流环环节的输出端相结合后连接至副边方波发生电路，控制所述副边方波发生电路输出方波电压，进而实现给定的传输功率；
将所述原边方波发生电路产生的方波电压负上升沿和原边方波发生电路产生的方波电压正上升沿错开的角度定义为内移相角D1；将所述原边方波发生电路产生的方波电压的基波和所述副边方波发生电路产生的方波电压的基波错开的角度定义为外移相角D2，将所述内移相角D1和所述外移相角D2作为所述双有源桥型微逆变器的两个控制自由度，根据所述两个控制自由度，将所述双有源桥型微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据所述双有源桥型微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述双有源桥型微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下至少一项的有益效果：
本发明提供的双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统，实现了“传输功率从直流侧到交流侧”和“传输功率从交流侧到直流侧”的双向功率传输，可以大幅降低变压器副边电流的有效值，从而减小变换器的导通损耗，提高微逆变器的效率，进而提升光伏系统的转换效率。
本发明提供的双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统，由于加入了前馈控制环节，可以提高微逆变器的功率响应速度。
本发明提供的双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统，在进行模式切换时，内移相角D1在切换边界处连续变化，在此前提下，外移相角D2也连续变化，各工作模式之间可以实现无缝切换，切换时不发生内移相角和外移相角的跳变。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为一种双向双有源桥(DAB)型微逆变器的典型电路示意图；
图2为本发明一优选实施例中当传输功率方向为从直流侧到交流侧且网侧电压为正时，基于传输功率调制模式切换策略的双有源桥型微逆变器中三种调制模式下开关管S1～S8的驱动信号，以及变压器原边电压、变压器副边电压和变压器副边电流的波形示意图；
图3为本发明一优选实施例中三种调制模式对应的内移相角和外移相角范围示意图；
图4为本发明一优选实施例中三种调制模式下微逆变器传输功率随内移相角和外移相角的变化示意图；
图5为本发明一优选实施例中在一个工频周期范围内，三种调制模式下变压器副边电流在开关周期内的有效值随时间的变化示意图；
图6为本发明一优选实施例中模式二和模式三的边界示意图；
图7为本发明一优选实施例中基于传输功率调制模式切换策略的双有源桥型微逆变器的整体控制框图；
图8为本发明一优选实施例中前馈控制方式流程示意图；
图9为本发明一实施例中双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换系统的组成模块示意图。
具体实施方式
下面结合具体的实施例对本发明进行详细的说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这都属于本发明的保护范围。以下没有说明的部分，可以参照发明内容中记载或现有技术。
本发明一实施例提供了一种双向双有源桥型微逆变器的可切换功率调制方法，可以包括如下步骤：
确定内移相角D1和外移相角D2，内移相角D1为原边方波发生电路产生的方波电压负上升沿和原边方波发生电路产生的方波电压正上升沿错开的角度；外移相角D2为变压器原边方波发生电路产生的方波电压的基波和变压器副边方波发生电路产生的方波电压的基波错开的角度；
利用内移相角D1直接控制原边方波发生电路产生对应方波电压，利用外移相角D2通过加法器和电流环闭环控制输出求和后控制副边方波发生电路产生对应方波电压，实现微逆变器给定的传输功率；
将内移相角D1和外移相角D2作为微逆变器的两个控制自由度，根据微逆变器的两个控制自由度，将微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据微逆变器的瞬时传输功率和内移相角D1的取值，使微逆变器在模式三和模式二之间进行切换；
其中：
内移相角D1的取值范围是0≤D1≤0.5；外移相角D2的取值范围是-0.5≤D2≤0.5。通过调整内移相角和外移相角可以实现对传输功率的调节。
根据微逆变器的两个控制自由度，将传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，即基于内移相角和外移相角的取值范围，对调制模式进行划分；其划分原则，包括：
当外移相角D2满足(1-D1)/2＜|D2|≤0.5时，对应的调制模式为模式一；
当外移相角D2满足D1/2＜|D2|≤(1-D1)/2时，对应的调制模式为模式二；
当外移相角D2满足0≤|D2|≤D1/2时，对应的调制模式为模式三。
进一步地，三种调制模式对应的功率传输范围不同。当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，各调制模式下的传输功率范围以及传输最大功率时对应的内移相角和外移相角分别如下：
模式一对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000081
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝0.375处取得；模式二对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000082
最大传输功率在D1＝0，D2＝0.25处取得；模式三对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000083
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝0.125处取得。
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，各调制模式下的传输功率范围以及传输最大功率时对应的内移相角和外移相角分别如下：
模式一对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000084
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝-0.375处取得；模式二对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000085
最大传输功率在D1＝0，D2＝-0.25处取得；模式三对应的传输功率范围是
Figure BDA0003664993580000086
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝-0.125处取得。
上述功率传输范围表达式中，n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，|vg|为网侧电压的绝对值，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值。
进一步地，各调制模式下对应的变压器副边电流有效值不同。其中在整个工频周期内，模式一对应的变压器副边电流有效值最大；在工频周期的轻载时间段，模式三对应的变压器副边电流有效值最小；在工频周期的重载时间段，模式二对应的变压器副边电流有效值最小。
在一个工频周期内，微逆变器根据瞬时传输功率大小和内移相角的取值切换不同的调制模式；调制模式基于以下原则进行切换：
当|M|≤D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式三；
当|M|＞D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式二；
在上述表达式中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure BDA0003664993580000087
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，igref为网侧电流给定值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。在一优选实施例中，确定内移相角D1和外移相角D2，采用前馈控制方式，首先确定内移相角在工频周期内的变化规律，再根据内移相角和瞬时输出功率确定外移相角的变化规律；最后所得到的内移相角直接用于移相控制(即对原边方波发生电路产生对应方波电压进行控制)，所得到的外移相角通过加法器和电流环闭环控制输出求和后用于移相控制(即对副边方波发生电路产生对应方波电压进行控制)；
其中：
内移相角的变化规律由三方面因素确定，第一是网侧电流给定值的相位，第二是尽可能实现变压器副边电流最小，第三是电网电压的相位；
具体的，内移相角的变化规律为：
Figure BDA0003664993580000091
其中max{}为取最大值函数，θ为电网电压的相位，
Figure BDA0003664993580000092
为网侧电流给定值的相位，Im,ref为网侧电流给定值的幅值，Im,N为网侧额定电流的幅值。
外移相角的变化基于内移相角和微逆变器瞬时输出功率计算得到，具体计算原则为：
当调制模式处于模式一时，外移相角的变化规律为
Figure BDA0003664993580000093
当调制模式处于模式二时，外移相角的变化规律为
Figure BDA0003664993580000094
其中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure BDA0003664993580000095
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，igref为网侧电流给定值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
如图9所示，本发明另一实施例提供了一种双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换系统，包括：
网侧电流给定值计算模块，该模块将双有源桥型微逆变器的电网电压vg通过锁相环模块得到电网电压相角θ，并结合网侧电流给定值幅值Im,ref得到网侧电流给定值ig,ref；其中，双有源桥型微逆变器的网侧电流给定值幅值Im,ref由上级调度给定；
内移相角计算模块，该模块将网侧电流给定值ig,ref和双有源桥型微逆变器的网侧电流ig相减后通过电流环环节得到外移相角变化值ΔD2；将直流侧电池电压Vbat、电网电压vg和网侧电流给定值ig,ref相结合后通过前馈控制环节得到内移相角D1和外移相角计算值D2,cal；
外移相角计算模块，该模块将内移相角D1直接用于控制双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路输出方波电压，将外移相角计算值D2,cal和外移相角变化值ΔD2相加后得到外移相角D2用于控制双有源桥型微逆变器的副边方波发生电路输出方波电压，实现双有源桥型微逆变器给定的传输功率；
模式切换模块，该模块将内移相角D1和外移相角D2作为双有源桥型微逆变器的两个控制自由度，根据两个控制自由度，将双有源桥型微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据双有源桥型微逆变器的瞬时传输功率和内移相角D1的取值，使双有源桥型微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。
需要说明的是，本发明提供的方法中的步骤，可以利用本实施例提供的系统中对应的模块等予以实现，本领域技术人员可以参照方法的技术方案实现系统的组成，即，方法中的实施例可理解为构建系统的优选例，在此不予赘述。
本实施例提供的双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换系统的功能实现，可参考图7所示。
本发明一实施例提供了一种基于功率调制模式切换策略的双向双有源桥型微逆变器，该微逆变器采用上述实施例中任一项的功率调制模式切换方法，将微逆变器的所有传输功率调制模式划分为模式一、模式二和模式三；根据微逆变器的瞬时传输功率使其在模式三和模式二之间进行调制模式切换。
需要说明的是，本实施例提供的双向双有源桥型微逆变器，可以利用本发明上述实施例中提供的功率调制模式切换方法实现功率调制模式的划分和切换，本领域技术人员可以参照本发明上述实施例中提供的传输功率调制模式切换方法实现本实施例的微逆变器，即，传输功率调制模式切换方法中的实施例可理解为实现微逆变器的优选例，在此不予赘述。
本发明一实施例还提供了一种基于功率调制模式切换策略的双向双有源桥型微逆变器，该微逆变器可以包括双有源桥型微逆变器本体以及上述实施例中任一项的功率调制模式切换系统，其中，锁相环环节的输入端与电网连接，锁相环环节的输出端与电网电流给定值的输出端相结合后连接至电流环环节的输入端，前馈控制环节的输入端分别与直流侧电池、锁相环环节与电网电流给定值的输出端的结合端以及电网相连接，前馈控制环节的一个输出端与原边方波发生电路相连接，用于控制原边方波发生电路输出方波电压，前馈控制环节的另一个输出端与电流环环节的输出端相结合后连接至副边方波发生电路，控制副边方波发生电路输出方波电压，进而实现给定的传输功率；
将原边方波发生电路产生的方波电压负上升沿和原边方波发生电路产生的方波电压正上升沿错开的角度定义为内移相角D1；将原边方波发生电路产生的方波电压的基波和副边方波发生电路产生的方波电压的基波错开的角度定义为外移相角D2，将内移相角D1和外移相角D2作为双有源桥型微逆变器的两个控制自由度，根据两个控制自由度，将双有源桥型微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据双有源桥型微逆变器的瞬时传输功率和内移相角D1的取值，使双有源桥型微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。
需要说明的是，本实施例提供的微逆变器，可以利用本发明上述实施例中提供的可传输功率调制模式切换系统实现传输功率调制模式的划分和切换，本领域技术人员可以参照本发明上述实施例中提供的传输功率调制模式切换系统实现本实施例的微逆变器，即，传输功率调制模式切换系统中的实施例可理解为实现微逆变器的优选例，在此不予赘述。
本实施例提供的基于传输功率调制模式切换策略的双有源桥型微逆变器，其结构如图7所示。
下面结合附图以及具体应用实例，对本发明上述实施例提供的技术方案进一步说明。
图1为一种单级式半桥双有源桥(DAB)型微逆变器电路示意图。参照图1所示，该微逆变器电路主要由直流侧电池、原边全桥电路、高频变压器、副边半桥电路、网侧低通滤波器组成。其中原边全桥电路包含开关管S1～S4，副边半桥电路包含开关管S5～S8和薄膜电容C1/C2；高频变压器原副边匝比为1:n，折算到原边的励磁电感为Lm，折算到副边的变压器漏感为Lk。其中直流侧电池与原边全桥电路的输入端直流端口连接，原边全桥电路的交流侧输出端与高频变压器的原边连接，高频变压器的副边与副边半桥电路的交流端口连接，副边半桥电路的直流端口与网侧低通滤波器相连，网侧低通滤波器与交流电网直接相连；原边全桥电路中，开关管S1的源极和开关管S2的漏极相连，并与高频变压器原边端口的正极相连，开关管S3的源极和开关管S4的漏极相连，并与高频变压器原边端口的负极相连，开关管S1的漏极和开关管S3的漏极相连，并与直流侧母线电容的正极相连，开关管S2的源极和开关管S4的源极相连，并与直流侧母线电容的负极相连；副边方波发生电路中，开关管S5的漏极和薄膜电容C1的正极相连，开关管S5的源极和开关管S6的源极相连，开关管S6的漏极和开关管S7的漏极相连，并与变压器副边端口的正极相连，开关管S7的源极和开关管S8的源极相连，开关管S8的漏极和薄膜电容C2的负极相连，薄膜电容C1的负极和薄膜电容C2的正极相连，并和变压器副边端口的负极相连；
图2为本发明一优选实施例中三种调制模式下开关管S1～S8的驱动波形和变压器原副边电压电流波形。参照图2所示，微逆变器的基本工作方式为：开关管S1和S2高频互补导通，开关管S3和S4高频互补导通。当网侧电压为正时，开关管S6和S8常通，开关管S5和S7高频互补导通；当网侧电压为负时，开关管S5和S7常通，开关管S6和S8高频互补导通。
参照图2所示，本发明一优选实施例中基于模式切换优化调制策略的微逆变器具有两个控制自由度，分别为原边电路的内移相角D1和原副边电路的外移相角D2，其中内移相角定义为原边方波电压负上升沿和原边方波电压正上升沿错开的角度，也即是开关管S4的驱动脉冲和开关管S1的驱动脉冲错开的角度；外移相角定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度。其中内移相角D1的取值范围是0≤D1≤0.5，外移相角D2的取值范围是-0.5≤D2≤0.5，通过调整内移相角和外移相角可以实现对输出功率的调节。
图3为本发明一优选实施例中三种调制模式对应的内移相角和外移相角范围示意图。参照图3所示，当内移相角D1和外移相角D2取值范围变化时，调制模式在模式一、模式二和模式三之间切换。
具体地，上述三种调制模式可以按照以下原则来划分：
当功率传输方向为从直流侧到交流侧时，若内移相角D1和外移相角D2满足0≤D1≤0.5且(1-D1)/2＜D2≤0.5时，对应的调制模式为模式一；若内移相角D1和外移相角D2满足0≤D1≤0.5且D1/2＜D2≤(1-D1)/2时，对应的调制模式为模式二；若内移相角D1和外移相角D2满足0≤D1≤0.5且0≤D2≤D1/2时，对应的调制模式为模式三；
当功率传输方向为从交流侧到直流侧时，若内移相角D1和外移相角D2满足0≤D1≤0.5且-0.5＜D2≤-(1-D1)/2时，对应的调制模式为模式一；若内移相角D1和外移相角D2满足0≤D1≤0.5且-(1-D1)/2＜D2≤-D1/2时，对应的调制模式为模式二；若内移相角D1和外移相角D2满足0≤D1≤0.5且-D1/2≤D2≤0时，对应的调制模式为模式三。
进一步地，上述的三种调制模式对应的功率传输范围不同。图4所示为本发明一优选实施例中三种调制模式下微逆变器传输功率随内移相角和外移相角的变化示意图，各调制模式下具体的传输功率范围和最大功率点处对应的内/外移相角的取值可参照表1所示，其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，|vg|为网侧电压的绝对值，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值。
表1
Figure BDA0003664993580000131
图5为本发明一优选实施例中的三种调制模式对应的开关周期内变压器副边电流有效值随时间的变化示意图。参照图5所示，在一个工频周期内，调制模式一对应的变压器副边电流有效值一直为最大；在轻载对应的时间段内，调制模式三对应的变压器副边电流有效值最小；在重载对应的时间段内，调制模式二对应的变压器副边电流有效值最小。由此可以得到优化调制方式为在工频周期内的轻载时间段使调制模式切换到模式三，在工频周期内的重载时间段使调制模式切换到模式二。
进一步地，上述实施例的模式切换原则与瞬时传输功率大小和内移相角的取值相关，其具体实施方式为
如图6所示，当|M|≤D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式三；
如图6所示，当|M|＞D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式二。
在上述表达式中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure BDA0003664993580000132
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
进一步地，在进行模式切换时，内移相角D1在切换边界处连续变化，在此前提下，外移相角D2也连续变化，各工作模式之间可以实现无缝切换，切换时不发生内移相角和外移相角的跳变。
图7为本发明一优选实施例中基于传输功率调制模式切换策略的双有源桥型微逆变器的整体控制框图。参照图7所示，其下半部分为传输功率调制模式切换系统，设置了锁相环环节、电流环环节和前馈控制环节。调制模式切换系统接收上级调度下发的网侧电流给定值的幅值指令Im；调制模式切换系统采样网侧电压vg并经过锁相环环节生成网侧电压相位θ；θ经过正弦变换后与Im相乘得到网侧电流给定值ig,ref，并与实际网侧电流采样值ig做差，经过电流环环节得到外移相角调节值ΔD2；调制模式切换系统采样直流端电池电压Vbat和网侧电压vg，并结合网侧电流给定值ig,ref，通过前馈控制环节得到内移相角D1和外移相角计算值D2,cal；内移相角D1直接用于控制原边方波发生电路产生对应方波电压，外移相角计算值D2,cal和外移相角调节值ΔD2求和后，用于控制副边方波发生电路产生对应方波电压，使得单级式半桥DAB型微逆变器输出给定功率。
进一步地，上述的前馈控制环节，用于确定内移相角D1和外移相角D2，具体实施方式为：
首先确定内移相角D1在工频周期内的变化规律，内移相角的变化规律由三方面因素确定，第一是网侧电流给定值的相位，第二是进行可能实现变压器副边电流最小，第三是尽可能拓宽工频周期内的软开关范围；
其次根据内移相角D1和瞬时输出功率确定外移相角计算值D2,cal，如图8所示，外移相角计算值的变化基于内移相角和微逆变器瞬时输出功率计算得到，具体计算原则为：
当调制模式处于模式一时，外移相角计算值为
Figure BDA0003664993580000141
当调制模式处于模式二时，外移相角计算值为
Figure BDA0003664993580000142
当然，以上实施例的具体电路仅仅是本发明一种实现的优选实施例，并不用于限定本发明，在其他实施例中，也可以是实现相同功能的其他电路形式。
本发明上述实施例提供的一种微逆变器及其可切换传输功率调制方法，模式切换的调制策略基于微逆变器中内移相角和外移相角这两个控制自由度，将微逆变器的工作模式划分为模式一、模式二和模式三，通过在工频周期内切换工作模式实现电感电流有效值最小，并实现全工频周期内的软开关。采用前馈控制环节，确定内移相角和外移相角：根据网侧电流给定值的相位确定内移相角在工频周期内的变化规律，再根据内移相角和瞬时输出功率确定外移相角；所得到的内移相角直接用于移相控制，所得到的外移相角通过加法器和电流环闭环控制输出求和后用于移相控制。本发明上述实施例提供的一种微逆变器及其可切换传输功率调制方法，大幅减小了微逆变器的电感电流有效值，从而降低了变换器工作时的导通损耗；；前馈控制方式可以提高微逆变器对于功率波动的响应速度。
本发明上述实施例提供的一种双有源桥型微逆变器及传输功率调制模式切换方法、系统，相比于其他架构的微逆变器可以大幅降低微逆变器变压器副边电流的有效值，从而减小变换器的导通损耗；同时具有的软开关范围，当对内移相角进行合理设计时，微逆变器可以实现全工频周期范围内的软开关，从而减小变换器开关损耗。与现有的方案相比可以提高微逆变器的效率，尤其是轻载时的效率。还可以提高微逆变器的功率响应速度，并削弱电路模型的非线性性对闭环控制的影响，从而减小闭环设计的难度。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (5)

1.一种双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换方法，其特征在于，包括：
确定内移相角D1和外移相角D2，所述内移相角D1为原边方波发生电路产生的方波电压负上升沿和原边方波发生电路产生的方波电压正上升沿错开的角度；所述外移相角D2为变压器原边方波发生电路产生的方波电压的基波和变压器副边方波发生电路产生的方波电压的基波错开的角度；
利用所述内移相角D1直接控制原边方波发生电路产生对应方波电压，利用所述外移相角D2通过加法器和电流环闭环控制输出求和后控制副边方波发生电路产生对应方波电压，实现微逆变器给定的传输功率；
将所述内移相角D1和所述外移相角D2作为微逆变器的两个控制自由度，根据微逆变器的两个控制自由度，将微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述微逆变器在模式三和模式二之间进行切换；其中：
所述内移相角D1的取值范围是0≤D1≤0.5；所述外移相角D2的取值范围是-0.5≤D2≤0.5；
所述根据两个控制自由度，将传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，包括：
当外移相角D2满足(1-D1)/2＜|D2|≤0.5时，对应的调制模式为模式一；
当外移相角D2满足D1/2＜|D2|≤(1-D1)/2时，对应的调制模式为模式二；
当外移相角D2满足0≤|D2|≤D1/2时，对应的调制模式为模式三；
其中：
所述模式一，包括：
当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，所述模式一对应的传输功率范围是
Figure FDA0003664993570000011
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝0.375处取得；
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，所述模式一对应的传输功率范围是
Figure FDA0003664993570000012
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝-0.375处取得；
在整个工频周期内，所述模式一对应的变压器副边电流有效值最大；
所述模式二，包括：
当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，所述模式二对应的传输功率范围是
Figure FDA0003664993570000021
最大传输功率在D1＝0，D2＝0.25处取得；
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，所述模式二对应的传输功率范围是
Figure FDA0003664993570000022
最大传输功率在D1＝0，D2＝-0.25处取得；
在工频周期的重载时间段，所述模式二对应的变压器副边电流有效值最小；
所述模式三，包括：
当传输功率方向为从直流侧到交流侧时，所述模式三对应的传输功率范围是
Figure FDA0003664993570000023
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝0.125处取得；
当传输功率方向为从交流侧到直流侧时，所述模式三对应的传输功率范围是
Figure FDA0003664993570000024
最大传输功率在D1＝0.25，D2＝-0.125处取得；
在工频周期的轻载时间段，所述模式三对应的变压器副边电流有效值最小；
式中，n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，|vg|为网侧电压的绝对值，fsw为原副边方波电压的频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值；
所述根据微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述微逆变器在模式三和模式二之间进行切换，包括：
在一个工频周期内，根据微逆变器根据瞬时传输功率大小和内移相角D1的取值，按照以下原则进行调制模式之间的切换：
当|M|≤D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式三；
当|M|＞D1(1-2D1)时，调制模式切换为模式二；
其中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure FDA0003664993570000025
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，igref为网侧电流给定值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
2.根据权利要求1所述的双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换方法，其特征在于，所述确定内移相角和外移相角，包括：
首先确定内移相角在工频周期内的变化规律，再根据所述内移相角和瞬时输出功率确定外移相角的变化规律；其中：
所述内移相角的变化规律，包括：
Figure FDA0003664993570000031
式中，max{}为取最大值函数，0为电网电压的相位，φ为网侧电流给定值的相位，Im，ref为网侧电流给定值的幅值，Im，N为网侧额定电流的幅值；
所述外移相角的变化规律的计算方法，包括：
当调制模式处于模式一时，所述外移相角的变化规律为：
Figure FDA0003664993570000032
当调制模式处于模式二时，所述外移相角的变化规律为：
Figure FDA0003664993570000033
当调制模式处于模式三时，所述外移相角的变化规律为：
Figure FDA0003664993570000034
其中，M为微逆变器传输功率比，定义为
Figure FDA0003664993570000035
其中n为高频变压器副边和原边的匝比，Vbat为直流侧电池电压，fsw为微逆变器的开关频率，Lk为变压器折算到副边的漏感感值，igref为网侧电流给定值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
3.一种双向双有源桥型微逆变器的功率调制模式切换系统，其特征在于，包括：
网侧电流给定值计算模块，该模块将双有源桥型微逆变器的电网电压vg通过锁相环环节得到电网电压相角0，并结合所述网侧电流给定值幅值Im，ref得到网侧电流给定值ig，ref；其中，所述双有源桥型微逆变器的网侧电流给定值幅值Im，ref由上级调度给定；
内移相角计算模块，该模块将所述网侧电流给定值ig，ref和双有源桥型微逆变器的网侧电流ig相减后通过电流环环节得到外移相角变化值ΔD2；将直流侧电池电压Vbat、所述电网电压vg和所述网侧电流给定值ig，ref相结合后通过前馈控制环节得到内移相角D1和外移相角计算值D2，cal；
外移相角计算模块，该模块将所述内移相角D1直接用于控制双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路输出方波电压，将所述外移相角计算值D2，cal和所述外移相角变化值ΔD2相加后得到外移相角D2用于控制所述双有源桥型微逆变器的副边方波发生电路输出方波电压，实现所述双有源桥型微逆变器给定的传输功率；
模式切换模块，该模块将所述内移相角D1和所述外移相角D2作为所述双有源桥型微逆变器的两个控制自由度，根据所述两个控制自由度，将所述双有源桥型微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据所述双有源桥型微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述双有源桥型微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。
4.一种基于功率调制模式切换策略的双向双有源桥型微逆变器，其特征在于，采用权利要求1-2中任一项所述的功率调制模式切换方法，将微逆变器的所有传输功率调制模式划分为模式一、模式二和模式三；根据微逆变器的瞬时传输功率使其在模式三和模式二之间进行调制模式切换。
5.一种基于功率调制模式切换策略的双向双有源桥型微逆变器，其特征在于，包括双有源桥型微逆变器本体以及权利要求3所述的功率调制模式切换系统，其中，所述锁相环环节的输入端与电网连接，所述锁相环环节的输出端与所述电网电流给定值的输出端相结合后连接至所述电流环环节的输入端，所述前馈控制环节的输入端分别与直流侧电池、所述锁相环环节与所述电网电流给定值的输出端的结合端以及电网相连接，所述前馈控制环节的一个输出端与原边方波发生电路相连接，用于控制所述原边方波发生电路输出方波电压，所述前馈控制环节的另一个输出端与所述电流环环节的输出端相结合后连接至副边方波发生电路，控制所述副边方波发生电路输出方波电压，进而实现给定的传输功率；
将所述原边方波发生电路产生的方波电压负上升沿和原边方波发生电路产生的方波电压正上升沿错开的角度定义为内移相角D1；将所述原边方波发生电路产生的方波电压的基波和所述副边方波发生电路产生的方波电压的基波错开的角度定义为外移相角D2，将所述内移相角D1和所述外移相角D2作为所述双有源桥型微逆变器的两个控制自由度，根据所述两个控制自由度，将所述双有源桥型微逆变器的传输功率的调制模式划分为模式一、模式二和模式三，并根据所述双有源桥型微逆变器的瞬时传输功率和所述内移相角D1的取值，使所述双有源桥型微逆变器在模式三和模式二之间进行切换。
CN202210590592.1A 2022-05-26 2022-05-26 双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统 Active CN114977872B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210590592.1A CN114977872B (zh) 2022-05-26 2022-05-26 双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统
PCT/CN2023/092411 WO2023226724A1 (zh) 2022-05-26 2023-05-06 提高微逆变器效率的方法及双有源桥型微逆变器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210590592.1A CN114977872B (zh) 2022-05-26 2022-05-26 双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114977872A true CN114977872A (zh) 2022-08-30
CN114977872B CN114977872B (zh) 2023-05-12

Family

ID=82958035

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210590592.1A Active CN114977872B (zh) 2022-05-26 2022-05-26 双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114977872B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116154845A (zh) * 2022-12-08 2023-05-23 中国石油大学(华东) 一种基于dab的h桥串并切换型强励变换器的控制方法
WO2023226724A1 (zh) * 2022-05-26 2023-11-30 上海交通大学 提高微逆变器效率的方法及双有源桥型微逆变器

Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103208923A (zh) * 2012-04-24 2013-07-17 盐城工学院 高频交流方波输入-直流输出的功率变换器及其控制方法
CN103441677A (zh) * 2013-08-21 2013-12-11 中国人民解放军海军工程大学 模块化兆瓦级中压中频三电平全桥直流换流器
CN103986331A (zh) * 2014-04-30 2014-08-13 山东大学 一种用于双向dc/dc变换器的pwm加双重移相控制方法
CN105099200A (zh) * 2015-07-11 2015-11-25 中国矿业大学(北京) 移相控制双有源桥直流变换器交流相量分析法及建模方法
CN105450031A (zh) * 2015-12-21 2016-03-30 中国电力科学研究院 一种dc-dc变换器的调制策略及其子模块均压方法
DE102015205789A1 (de) * 2015-03-31 2016-10-06 Siemens Aktiengesellschaft Wechselrichter, Energieversorgungsschaltung und Verfahren zum Erzeugen einer Wechselspannung
CN106849668A (zh) * 2017-02-24 2017-06-13 南京南瑞集团公司 双移相控制双有源桥dc/dc变换器新型双环控制方法
CN110022054A (zh) * 2019-05-14 2019-07-16 哈尔滨工业大学 一种隔离型双向全桥直流变换器的双移相软启动控制方法
CN110943606A (zh) * 2019-12-16 2020-03-31 北京理工大学 基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法
KR20200082088A (ko) * 2018-12-28 2020-07-08 울산대학교 산학협력단 열처리용 인버터-고주파 변압기형 전력 변환 장치
CN111478600A (zh) * 2020-04-07 2020-07-31 北京理工大学 一种用于双有源桥式单级ac-dc变换器的控制方法
CN111478572A (zh) * 2020-04-13 2020-07-31 北京理工大学 单极式ac-dc变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法
CN111490683A (zh) * 2020-04-20 2020-08-04 北京理工大学 双变压器串联谐振双有源桥dc-dc变换器拓扑的轨迹控制方法
CN111541378A (zh) * 2020-04-30 2020-08-14 南京理工大学 一种基于电流应力优化的双有源桥混合移相控制方法
CN113141119A (zh) * 2021-04-19 2021-07-20 中国矿业大学 一种双有源桥变换器回流功率与动态性能优化控制方法

Patent Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103208923A (zh) * 2012-04-24 2013-07-17 盐城工学院 高频交流方波输入-直流输出的功率变换器及其控制方法
CN103441677A (zh) * 2013-08-21 2013-12-11 中国人民解放军海军工程大学 模块化兆瓦级中压中频三电平全桥直流换流器
CN103986331A (zh) * 2014-04-30 2014-08-13 山东大学 一种用于双向dc/dc变换器的pwm加双重移相控制方法
DE102015205789A1 (de) * 2015-03-31 2016-10-06 Siemens Aktiengesellschaft Wechselrichter, Energieversorgungsschaltung und Verfahren zum Erzeugen einer Wechselspannung
CN105099200A (zh) * 2015-07-11 2015-11-25 中国矿业大学(北京) 移相控制双有源桥直流变换器交流相量分析法及建模方法
CN105450031A (zh) * 2015-12-21 2016-03-30 中国电力科学研究院 一种dc-dc变换器的调制策略及其子模块均压方法
CN106849668A (zh) * 2017-02-24 2017-06-13 南京南瑞集团公司 双移相控制双有源桥dc/dc变换器新型双环控制方法
KR20200082088A (ko) * 2018-12-28 2020-07-08 울산대학교 산학협력단 열처리용 인버터-고주파 변압기형 전력 변환 장치
CN110022054A (zh) * 2019-05-14 2019-07-16 哈尔滨工业大学 一种隔离型双向全桥直流变换器的双移相软启动控制方法
CN110943606A (zh) * 2019-12-16 2020-03-31 北京理工大学 基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法
CN111478600A (zh) * 2020-04-07 2020-07-31 北京理工大学 一种用于双有源桥式单级ac-dc变换器的控制方法
CN111478572A (zh) * 2020-04-13 2020-07-31 北京理工大学 单极式ac-dc变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法
CN111490683A (zh) * 2020-04-20 2020-08-04 北京理工大学 双变压器串联谐振双有源桥dc-dc变换器拓扑的轨迹控制方法
CN111541378A (zh) * 2020-04-30 2020-08-14 南京理工大学 一种基于电流应力优化的双有源桥混合移相控制方法
CN113141119A (zh) * 2021-04-19 2021-07-20 中国矿业大学 一种双有源桥变换器回流功率与动态性能优化控制方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023226724A1 (zh) * 2022-05-26 2023-11-30 上海交通大学 提高微逆变器效率的方法及双有源桥型微逆变器
CN116154845A (zh) * 2022-12-08 2023-05-23 中国石油大学(华东) 一种基于dab的h桥串并切换型强励变换器的控制方法
CN116154845B (zh) * 2022-12-08 2023-11-21 中国石油大学(华东) 一种基于dab的h桥串并切换型强励变换器的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN114977872B (zh) 2023-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108964476B (zh) 基于双有源桥的隔离型双向ac/dc变换器的控制方法
CN114977872B (zh) 双向双有源桥型微逆变器及功率调制模式切换方法、系统
CN113098315B (zh) 基于虚拟频率的双向交直流变换器控制方法
CN108880268B (zh) 电压源型半有源桥dc-dc变换器的多模式控制方法
CN108565883B (zh) 一种基于statcom-ess的光伏低电压穿越装置及控制方法
CN111817570A (zh) 一种基于多模式模型预测的dab变换器宽范围调控方法
CN115021570A (zh) 双有源桥型微逆变器的电路建模方法及输出电流控制方法
CN112910271A (zh) 扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法
CN103618336B (zh) 整流式高频链并网逆变器的输出数字调制电路及控制系统
Sun et al. Optimal simultaneous PWM control for three-phase dual-active-bridge converters to minimize current stress in the whole load range
CN113422502B (zh) 三移相控制双有源桥变换器瞬态直流偏置的抑制方法
CN116914827A (zh) 电流源式双有源桥型微逆变器、调制、控制方法及系统
CN111817412B (zh) 一种基于串联数字化稳压器的中高压充电系统控制方法
WO2023226724A1 (zh) 提高微逆变器效率的方法及双有源桥型微逆变器
Zahin et al. An alternative dual active bridge modulation to minimize RMS current and extend ZVS range
CN117039976A (zh) 一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法
CN112803776B (zh) 一种适用于直流变压器的逆死区直接功率控制系统和方法
CN115833562A (zh) 基于图腾柱双向ac/dc变换器的开环pfc控制方法
Chavez et al. Isolated single-stage DABSR DC/AC converter with series-power decoupling to interface PV with the single-phase grid
CN117811375A (zh) 具有功率解耦电容的多端口变换器及调制方法和控制方法
CN117254698B (zh) 一种极限增益外的cllc电路双向切换控制方法
CN116032143A (zh) Dc/ac电路的控制方法及dc/ac电路
CN111478608B (zh) 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法
CN216649523U (zh) 一种多电平clllc与dab复合式dc-dc变换器拓扑结构
CN114884385A (zh) 双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant