CN111478608B - 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111478608B
CN111478608B CN202010266099.5A CN202010266099A CN111478608B CN 111478608 B CN111478608 B CN 111478608B CN 202010266099 A CN202010266099 A CN 202010266099A CN 111478608 B CN111478608 B CN 111478608B
Authority
CN
China
Prior art keywords
conduction
bridge
rref
inversion
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010266099.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111478608A (zh
Inventor
汪诚
李磊
彭合
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN202010266099.5A priority Critical patent/CN111478608B/zh
Publication of CN111478608A publication Critical patent/CN111478608A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111478608B publication Critical patent/CN111478608B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/81—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal arranged for operation in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及控制方法，所述拓扑结构包括第一逆变H桥、第一发电/储能单元、补偿开关、第二逆变H桥、第二发电/储能单元；所述第一发电/储能单元的两端分别与第一逆变H桥的正负极连接，所述第二发电/储能单元的两端分别与第一逆变H桥的正负极连接，所述第一逆变H桥的正极通过补偿开关与第二逆变H桥的正极连接，所述第一逆变H桥的一个输出端与第二逆变H桥的一个输出端连接。本发明有效降低了直流环节二次功率脉动、节省了直流电容，大大提升了系统的功率密度；同时节省了开关管导通、关断次数、降低了开关损耗，从而提高了系统效率。

Description

一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法
技术领域
本发明属于多电平电力电子变换器及其控制领域，具体为一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法。
背景技术
级联多电平变换器，是通过级联H桥，将直流侧的电压逆变成多个电平的电力电子变换器。在风电场，光伏电站，电动汽车充电站，储能电站和工业负载等大规模分布式能源与中高压配电网正在快速发展。级联多电平变换器可以大大降低器件的开关频率，同时变换器仍具有出色的谐波性能。级联多电平变换器可以通过在多个级之间分配高电压电平来达到高电压额定值。因此，额定功率和开关上的电压应力仍然很低。串联的多个H桥也使变换器可以直接连接到中压电网，而无需使用笨重的有损线频变压器。此外，每个H桥还可以在低电压下运行，从而有效降低了光伏模块的失配损耗。
直流母线电压平衡控制是常规级联H桥变换器的主要任务之一，传统的级联H桥变换器上直流侧的电压无法自动平衡，需要单独控制以实现电压均衡，而单独控制每个H桥直流侧的电压将使控制变得麻烦，同时也增加了电压传感器的使用，增加了成本。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构，包括第一逆变H桥、第一发电/储能单元、补偿开关、第二逆变H桥、第二发电/储能单元；
所述第一发电/储能单元的两端分别与第一逆变H桥的正负极连接，所述第二发电/储能单元的两端分别与第一逆变H桥的正负极连接，所述第一逆变H桥的正极通过补偿开关与第二逆变H桥的正极连接，所述第一逆变H桥的一个输出端与第二逆变H桥的一个输出端连接。
优选地，所述第一逆变H桥包括四个开关管S1～S4，所述开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接，所述开关管S2的源极与开关管S4的源极连接，所述开关管S4的漏极与开关管S3的源极连接，所述开关管S1的漏极与开关管S3的漏极连接。
优选地，所述第一发电/储能单元由双有源桥与电解电容C1并联组成，所述电解电容C1的正极与第一逆变H桥的正极连接，所述电解电容C1的负极与第一逆变H桥的负极连接。
优选地，所述补偿开关包含开关管S5和S6，开关管S5和S6均为由两个MOSFET或两个IGBT串联构成的双向开关；
所述开关管S5的源极与开关管S6的源极连接，开关管S5的漏极与开关管S3的漏极连接。
优选地，所述第二逆变H桥包括四个开关管S7～S10，所述第二逆变H桥的结构与第一逆变H桥相同。
优选地，所述第二发电/储能单元由双有源桥与电解电容C2并联组成，所述电解电容C2的正极与第二逆变H桥的正极连接，所述电解电容C2的负极与第二逆变H桥的负极连接。
本发明还提供了一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构的控制方法，包括：开关模式划分，直流侧电压自动平衡开关模式选择；
所述开关模式划分具体为：取第一逆变H桥的另一个输出端相对于第二逆变H桥的另一个输出端为直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构输出电压和电流的正方向，所述开关模式包括18种，分别为A1：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10导通；A2：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10导通；A3：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6关断、S7导通、S8关断、S9关断、S10关断；A4：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6关断、S7导通、S8关断、S9关断、S10导通；AB0：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B1：S1关断、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B2：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B3：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B4：S1关断、S2关断、S3关断、S4关管、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；C1：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8导通、S9关断、S10关断；C2：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；C3：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；C4：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；CD0：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；D1：S1关断、S2导通、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；D2:S1关断、S2关断、S3导通、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；D3：S1关断、S2导通、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；D4：S1关断、S2导通、S3导通、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；
所述直流侧电压自动平衡开关模式选择具体为：取载波vcr为频率固定、最大值为1、最小值为-1的三角波信号；当igref＞0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式A1；在vrref＜vcr时，选用开关模式AB0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式A4；
当igref＞0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式B1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式AB0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式B4；
当igref＜0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式C1；在vrref＜vcr时，选用开关模式CD0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式C4；
当igref＜0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式D1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式CD0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式D2；
其中，igref为并网参考电流，vrref为电压调制波信号。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：本发明通过补偿开关将各逆变H桥的直流侧并联，只需控制任意一个逆变H桥直流侧的电压趋于参考值，另一个逆变H桥直流侧的电压将会自动趋于参考值；由于只需控制任意一个逆变H桥直流侧的电压，从而减少了电压传感器的使用，节约了成本。
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
图1是本发明的拓扑结构示意图。
图2是本发明所述前级第一逆变H桥示意图。
图3是本发明所述前级第一发电/储能单元示意图。
图4是本发明所述前级第二发电/储能单元示意图。
图5是本发明所述补偿开关示意图。
图6是本发明所述后级第二逆变H桥示意图。
图7是本发明所述多电平变换器18种开关模式示意图。
图8是本发明多电平变换器拓扑结构并网示意图。
图9是本发明多电平变换器拓扑结构并网控制方法框图。
图10是本发明多电平变换器拓扑结构并网时，切换传感器T1到T2工作时，直流侧电解电容C1和直流侧电解电容C2上的电压V1、V2和参考电压Vref示意图。
图11是本发明多电平变换器拓扑结构并网时电网电压Vg、AB端电压VAB及电网电流ig示意图。
具体实施方式
为了更加清楚地描述本发明的思想，技术方案和优点，具体实施方式通过实施例和附图来表明。显然地，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在未付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构，包括第一逆变H桥1、第一发电/储能单元2、补偿开关3、第二逆变H桥4、第二发电/储能单元5；
所述第一发电/储能单元2的两端分别与第一逆变H桥1的正负极连接，所述第二发电/储能单元5的两端分别与第二逆变H桥4的正负极连接，所述第一逆变H桥1的正极通过补偿开关3与第二逆变H桥4的正极连接，所述第一逆变H桥1的一个输出端与第二逆变H桥4的一个输出端连接。
如图2所示，进一步实施例中，所述第一逆变H桥1包括四个开关管S1～S4，所述开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接，所述开关管S2的源极与开关管S4的源极连接，所述开关管S4的漏极与开关管S3的源极连接，所述开关管S1的漏极与开关管S3的漏极连接，所述开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接点为第一逆变H桥1的另一个输出端A，所述开关管S4的漏极与开关管S3的源极连接点为第一逆变H桥1的一个输出端。
如图3所示，进一步实施例中，所述第一发电/储能单元2由双有源桥与电解电容C1并联组成，所述电解电容C1的正极与第一逆变H桥1的正极连接，所述电解电容C1的负极与第一逆变H桥1的负极连接。
如图5所示，进一步实施例中，所述补偿开关3包含开关管S5和S6，开关管S5和S6均为由两个MOSFET或两个IGBT串联构成的双向开关；
所述开关管S5的源极与开关管S6的源极连接，开关管S5的漏极与开关管S3的漏极连接。
如图6所示，进一步实施例中，所述第二逆变H桥4包括四个开关管S7～S10，所述第二逆变H桥4的结构与第一逆变H桥1相同，所述开关管S9的源极与开关管S10的漏极连接点为第二逆变H桥4的另一个输出端B，所述开关管S8的漏极与开关管S7的源极连接点为第二逆变H桥4的一个输出端。
如图4所示，进一步实施例中，所述第二发电/储能单元5由双有源桥与电解电容C2并联组成，所述电解电容C2的正极与第二逆变H桥4的正极连接，所述电解电容C2的负极与第二逆变H桥4的负极连接。
由于全桥同步整流与全桥逆变实现结构相同，故本发明所述的电路拓扑结构可以实现能量的逆向传输。在正向能量流动时，第一发电/储能单元2和第二发电/储能单元5通过第一逆变H桥1和第二逆变H桥4向电网输送电能。在逆向能量流动时，电网通过第一逆变H桥4和第二逆变H桥4向第一发电/储能单元2和第二发电/储能单元5输送电能。
本发明H桥直流侧电压自动平衡的控制策略为：如图8所示，将A、B输出端接上滤波电感L和电网电压源vg，如图9所示，通过电压采样电路检测第一发电/储能单元2电解电容C1的电压V1与第二发电/储能单元5电解电容C2的电压V2，通过电流采样电路检测由A、B端输出或输入的并网电流ig，通过锁相环检测电网电压源vg的相位；
根据采集数据进行如下控制：开关模式划分，直流侧电压自动平衡开关模式选择；
所述开关模式划分具体为：如图7所示，取A端相对于B端为直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构输出电压和电流的正方向，所述开关模式包括18种，分别为A1：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10导通；A2：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10导通；A3：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6关断、S7导通、S8关断、S9关断、S10关断；A4：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6关断、S7导通、S8关断、S9关断、S10导通；AB0：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B1：S1关断、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B2：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B3：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B4：S1关断、S2关断、S3关断、S4关管、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；C1：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8导通、S9关断、S10关断；C2：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；C3：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；C4：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；CD0：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；D1：S1关断、S2导通、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；D2:S1关断、S2关断、S3导通、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；D3：S1关断、S2导通、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；D4：S1关断、S2导通、S3导通、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；
所述直流侧电压自动平衡开关模式选择具体为：如图9所示，取A端相对于B端输出电压和输出电流均为正，将检测的第一发电/储能单元2电解电容C1的电压V1与第二发电/储能单元5电解电容C2的电压V2的平均值与电压指令值Vref比较，所得出的差值经过PID算法得到并网电流的参考幅值Im，将并网电流参考幅值Im与电网电压vg经过锁相处理的正弦信号相乘得到并网参考电流igref；将所述并网参考电流igref与由AB两端输出或输入的并网电流采样值ig比较，根据二者差值经过PID算法得到电压调制波信号vrref；
取载波vcr为频率固定、最大值为1、最小值为-1的三角波信号；当igref＞0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式A1；在vrref＜vcr时，选用开关模式AB0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式A4；
当igref＞0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式B1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式AB0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式B4；
当igref＜0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式C1；在vrref＜vcr时，选用开关模式CD0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式C4；
当igref＜0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式D1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式CD0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式D2。
本发明中的两个发电/储能单元采用双有源桥与电解电容并联的结构，在两个发电/储能单元上的电解电容电压不相等时，在使用单个传感器的情况下，通过PWM调制信号选择多电平变换器的开关模式，在只需要控制任意一个发电/储能单元上电解电容电压情况下，能实现第一发电/储能单元和第二发电/储能单元上电解电容电压同时趋近于参考电压值，从而大大减少了电压传感器的使用。同时，所述多电平变换器及其控制方法能实现更高电平的输出，无需笨重工频变压器即可接入中高压电网、使用较小的滤波电感就能保证并网电流的质量。不仅如此，相比较传统多电平变换器，所提变换器拓扑结构及其控制系统更有效降低了直流环节二次功率脉动、节省了直流电容，大大提升了系统的功率密度；同时节省了开关管导通、关断次数、降低了开关损耗，从而提高了系统效率。
实施例1
一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构，包括第一逆变H桥1、第一发电/储能单元2、补偿开关3、第二逆变H桥4、第二发电/储能单元5；
所述第一逆变H桥1)包括四个开关管S1～S4，所述开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接，所述开关管S2的源极与开关管S4的源极连接，所述开关管S4的漏极与开关管S3的源极连接，所述开关管S1的漏极与开关管S3的漏极连接；
所述第一发电/储能单元2由受控电流源I1与电解电容C1并联组成，所述电解电容C1的正极与开关管S1的漏极连接，所述电解电容C1的负极与开关管S2的源极连接。
补偿开关3是由两个IGBT串联构成的双向开关实施；
所述开关管S5的源极与开关管S6的源极连接，开关管S5的漏极与开关管S3的漏极连接。
所述第二逆变H桥4包括四个开关管S7～S10，所述开关管S7的源极与与开关管S8的漏极连接，开关管S8的源极与开关管S10的源极，开关管S10的漏极与开关管S9的源极连接，开关管S7的漏极与开关管S9的漏极连接，所述开关管S7的漏极与补偿开关开关管S6的漏极连接，所述开关管S7的源极与开关管S3的源极连接。
所述第二发电/储能单元5由双有源桥与电解电容C2并联组成，所述电解电容C2的正极与开关管S7的漏极连接，所述电解电容C2的负极与开关管S8的源极连接。
如图8所示，本实施例的直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构并入电网，端子A与电网滤波电感L连接，滤波电感与电网电压源Vg的正方向连接，电网电压源Vg的负方向与端子B连接。
取载波vcr为频率固定、最大值为1、最小值为-1的三角波信号；当igref＞0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式A1；在vrref＜vcr时，选用开关模式AB0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式A4；
当igref＞0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式B1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式AB0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式B4；
当igref＜0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式C1；在vrref＜vcr时，选用开关模式CD0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式C4；
当igref＜0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式D1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式CD0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式D2。将多电平变换器并网时，取电网电压
Figure BDA0002441319480000091
滤感L＝5mH，电解电容C1＝C2＝2000uF，受控电流源I1＝2.5A，受控电流源I2＝5A，取电压参考vref＝190V，载波频率f＝10KHz，在0～1s仅由电解电容C1的电压传感器T1工作，在t＝1s后切换到仅由电解电容C2的电压传感器T2工作，如图10所示，切换传感器前后电解电容C1上的电压V1与电解电容C1上的电压V2波形几乎相同且同时收敛于参考电压vref，验证了本发明仅有单个传感器工作，无需单独控制H桥直流侧的电压便能控制两个电解电容电压的目的，如图11所示，同时在AB端输出基波与电网电压相同的5电平电压VAB，电网电流基本与电网电压同相位，达到并网的要求。

Claims (3)

1.一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构，其特征在于，包括第一逆变H桥(1)、第一发电/储能单元(2)、补偿开关(3)、第二逆变H桥(4)、第二发电/储能单元(5)；
所述第一发电/储能单元(2)的两端分别与第一逆变H桥(1)的正负极连接，所述第二发电/储能单元(5)的两端分别与第二逆变H桥(4)的正负极连接，所述第一逆变H桥(1)的正极通过补偿开关(3)与第二逆变H桥(4)的正极连接，所述第一逆变H桥(1)的其中一个输出端与第二逆变H桥(4)的其中一个输出端连接；所述第一逆变H桥(1)包括四个开关管S1～S4，所述开关管S1的源极与开关管S2的漏极连接，所述开关管S2的源极与开关管S4的源极连接，所述开关管S4的漏极与开关管S3的源极连接，所述开关管S1的漏极与开关管S3的漏极连接；所述第一发电/储能单元(2)由双有源桥与电解电容C1并联组成，所述电解电容C1的正极与第一逆变H桥(1)的正极连接，所述电解电容C1的负极与第一逆变H桥(1)的负极连接；所述补偿开关(3)包含开关管S5和S6，开关管S5和S6均为由两个MOSFET或两个IGBT串联构成的双向开关；
所述开关管S5的源极与开关管S6的源极连接，开关管S5的漏极与开关管S3的漏极连接；所述第二逆变H桥(4)包括四个开关管S7～S10，所述第二逆变H桥(4)的结构与第一逆变H桥(1)相同，所述开关管S9的源极与开关管S10的漏极连接点为第二逆变H桥(4)的另外一个输出端B，所述开关管S8的漏极与开关管S7的源极连接点为第二逆变H桥(4)的其中一个输出端；所述第二发电/储能单元(5)由双有源桥与电解电容C2并联组成，所述电解电容C2的正极与第二逆变H桥(4)的正极连接，所述电解电容C2的负极与第二逆变H桥(4)的负极连接。
2.一种如权利要求1所述的直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括：开关模式划分，直流侧电压自动平衡开关模式选择；
所述开关模式划分具体为：取第一逆变H桥(1)的另一个输出端相对于第二逆变H桥(4)的另一个输出端B为直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构输出电压和电流的正方向，所述开关模式包括18种，分别为A1：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10导通；A2：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10导通；A3：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6关断、S7导通、S8关断、S9关断、S10关断；A4：S1导通、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6关断、S7导通、S8关断、S9关断、S10导通；AB0：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B1：S1关断、S2关断、S3关断、S4导通、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B2：S1导通、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B3：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6导通、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；B4：S1关断、S2关断、S3关断、S4关管、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；C1：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8导通、S9关断、S10关断；C2：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；C3：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；C4：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8关断、S9关断、S10关断；CD0：S1关断、S2关断、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；D1：S1关断、S2导通、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；D2:S1关断、S2关断、S3导通、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；D3：S1关断、S2导通、S3关断、S4关断、S5导通、S6关断、S7关断、S8关断、S9导通、S10关断；D4：S1关断、S2导通、S3导通、S4关断、S5关断、S6关断、S7关断、S8导通、S9导通、S10关断；
所述直流侧电压自动平衡开关模式选择具体为：取载波vcr为频率固定、最大值为1、最小值为-1的三角波信号；当igref＞0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式A1；在vrref＜vcr时，选用开关模式AB0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式A4；
当igref＞0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式B1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式AB0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式B4；
当igref＜0且vrref＞0时，在vcr+1＞vrref＞vcr时，选用开关模式C1；在vrref＜vcr时，选用开关模式CD0；在vrref＞vcr+1时，选用开关模式C4；
当igref＜0且vrref＜0时，在-(vcr+1)＜vrref＜-vcr时，选用开关模式D1；在-vcr＜vrref＜0时，选用开关模式CD0；在vrref＜-(vcr+1)时，选用开关模式D2；
其中，igref为并网参考电流，vrref为电压调制波信号。
3.一种如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述电压调制波信号vrref的确定方法为：将检测的第一发电/储能单元(2)电解电容C1的电压V1与第二发电/储能单元(5)电解电容C2的电压V2的平均值与电压指令值Vref比较，所得出的差值经过PID算法得到并网电流的参考幅值Im，将并网电流参考幅值Im与电网电压vg经过锁相处理的正弦信号相乘得到并网参考电流igref；将所述并网参考电流igref与A、B端输出的并网电流采样值ig比较，根据二者差值经过PID算法得到电压调制波信号vrref。
CN202010266099.5A 2020-04-07 2020-04-07 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法 Active CN111478608B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010266099.5A CN111478608B (zh) 2020-04-07 2020-04-07 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010266099.5A CN111478608B (zh) 2020-04-07 2020-04-07 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111478608A CN111478608A (zh) 2020-07-31
CN111478608B true CN111478608B (zh) 2021-11-09

Family

ID=71750099

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010266099.5A Active CN111478608B (zh) 2020-04-07 2020-04-07 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111478608B (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6151234A (en) * 1999-03-08 2000-11-21 Oldenkamp; Hendrik Apparatus for converting a direct current into an alternating current
US7830687B2 (en) * 2006-07-13 2010-11-09 Florida State University Research Foundation, Inc. Adaptive power electronics interface for hybrid energy systems
CN102780226A (zh) * 2012-08-08 2012-11-14 西安交通大学 基于斩控均压的链式statcom直流侧电压控制方法及控制电路
CN103532421A (zh) * 2013-10-31 2014-01-22 哈尔滨工业大学 单相在线拓扑可切换型逆变器
CN108540003A (zh) * 2018-05-18 2018-09-14 郑州大学 一种灵活t型多电平光伏并网逆变器及其调制方法
CN110912433A (zh) * 2019-11-27 2020-03-24 湖北工业大学 一种利用电感均压的九电平逆变器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6151234A (en) * 1999-03-08 2000-11-21 Oldenkamp; Hendrik Apparatus for converting a direct current into an alternating current
US7830687B2 (en) * 2006-07-13 2010-11-09 Florida State University Research Foundation, Inc. Adaptive power electronics interface for hybrid energy systems
CN102780226A (zh) * 2012-08-08 2012-11-14 西安交通大学 基于斩控均压的链式statcom直流侧电压控制方法及控制电路
CN103532421A (zh) * 2013-10-31 2014-01-22 哈尔滨工业大学 单相在线拓扑可切换型逆变器
CN108540003A (zh) * 2018-05-18 2018-09-14 郑州大学 一种灵活t型多电平光伏并网逆变器及其调制方法
CN110912433A (zh) * 2019-11-27 2020-03-24 湖北工业大学 一种利用电感均压的九电平逆变器

Also Published As

Publication number Publication date
CN111478608A (zh) 2020-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8750005B2 (en) Power conversion apparatus
CN108880268B (zh) 电压源型半有源桥dc-dc变换器的多模式控制方法
CN112928919B (zh) 宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器及方法
CN109327158B (zh) 一种集成功率解耦和升降压功能的电流型并网逆变装置
CN112271746A (zh) 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略
Sun et al. Research on triple-port SST scheme based on the natural elimination of MMC submodule voltage fluctuation and imbalance
CN107769389B (zh) 一种隔离对称式串联反激电路的电池储能系统
CN112701944B (zh) 基于分裂功率单元的多电平变换器的拓扑结构及控制策略
CN113078829A (zh) 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法
CN117200602A (zh) 一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器
CN217883245U (zh) 一种三相三电平变流器电路
CN111478608B (zh) 一种直流侧电压自动平衡的电路拓扑结构及其控制方法
WO2023226317A1 (zh) 维也纳整流器的控制方法及系统
CN114977859B (zh) 一种三相n模块级联式单向能流多电平变频器及控制方法
CN115842484A (zh) 一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法
CN115378286A (zh) 一种三相三电平变流器电路及其调制方法
CN115549490A (zh) 柔性多状态开关拓扑电路及其控制方法
CN115149807A (zh) 多电平直流变换器和飞跨电容的电压控制方法、控制装置
CN111711374B (zh) 模块化并联四电平变换器系统及方法
CN111342690B (zh) 一种分裂电容功率单元多电平变换器的调制方法
CN110535172B (zh) 一种交直流风光混合发电系统及功率平滑控制方法
CN104883072A (zh) 一种无变压器交直交级联多电平变换器
CN113708636B (zh) 一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路及方法
CN111342637A (zh) 一种级联多电平变换器的快速均压方法
CN116111630B (zh) 一种输电线路增容方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant