CN112910271A - 扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法，包括如下步骤：(1)将扩展移相控制分为两种模式，通过采样变换器的输入电压、输出电压，计算得出标幺化传输功率和电压转换比；(2)根据标幺化传输功率和电压转换比得到全局范围内使电流应力最小的最优移相比组合，具体为根据标幺化传输功率和边界约束条件获得可行域，在可行域内对标幺化电流应力求导，得出每种模式下的最小电流应力，对比两种模式得到全局范围内的最小电流应力；(3)最优移相比组合通过PWM脉冲宽度调制产生开关管的驱动脉冲，完成控制过程。与传统单移相控制相比，本发明能明显降低电流应力，减小损耗，提升变换器的效率。

Description

扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法

技术领域

本发明属于双向直流-直流变换器领域，特别是涉及一种扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法。

背景技术

太阳能等可再生能源成为解决能源短缺与环境污染的重要方式，但可再生能源受环境影响带来的间歇性和不稳定性给电网的稳定运行带来挑战。将新能源发电装置与储能环节结合构成的微电网成为解决电网不稳定运行的主要方式，由于直流微网中包含不同电压等级的母线，因此需要借助DC/DC变换器实现不同电压等级母线间的互联与能量传递。双有源桥变换器能够连接不同电压等级的直流母线，且因具有原副边拓扑结构对称、功率双向流动方便等优点，成为近几年的研究热点。

双有源桥变换器采用单移相控制时，仅有一个自由度，控制简单，但当输入输出电压不匹配时，存在较大的电流应力，增大变换器的损耗。为弥补单移相控制的不足，提出了扩展移相控制，通过增加移相控制的自由度，寻找最优的移相比组合实现对电流应力的优化。传统的电流应力优化控制方法包括拉格朗日求极值法和Karush-Kuhn-Tucker(KKT)法，拉格朗日求极值法仅适用于等式约束条件，而KKT法的限制约束条件公式极多，求解复杂。

针对上述问题，提出一种扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法，利用可行域内求取最优解的方法，得到全局范围内使电流应力最小的最优移相比组合。

发明内容

针对传统的电流应力优化控制方法存在的缺陷，本发明的目的是提出一种扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法，旨在解决双有源桥变换器在输入输出电压不匹配时电流应力较大的问题。

本发明采取的技术方案为：一种扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法，本优化控制方法所涉及的双有源桥变换器的电路拓扑包括输入电压U₁、输入滤波电容C₁、原边全桥电路、辅助电感L、高频变压器T、副边全桥电路、输出滤波电容C₂和负载电阻R；所述原边全桥电路包括：第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄，开关管S₁～S₄均反并联一个二极管；所述副边全桥电路包括：第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈，开关管S₅～S₈均反并联一个二极管；

所述输入电压U₁与输入滤波电容C₁并联，负载电阻R作为输出端与输出滤波电容C₂并联连接；第一开关管S₁和第二开关管S₂构成原边全桥电路的第一桥臂，第三开关管S₃和第四开关管S₄构成原边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂的中点经过辅助电感L与高频变压器T原边绕组同名端相连，第二桥臂的中点与原边绕组的另一端相连；第五开关管S₅和第六开关管S₆构成副边全桥电路的第一桥臂，第七开关管S₇和第八开关管S₈构成副边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂的中点和副边绕组同名端相连，第二桥臂的中点与副边绕组的另一端相连；

所述扩展移相控制根据内移相比和外移相比的大小关系，可分为以下两种模式：

模式1，对应的边界条件为0≤D₁≤D₂≤1；

模式2，对应的边界条件为0≤D₂<D₁≤1；

其中，内移相比D₁，定义为原边全桥电路中第一开关管S₁与第四开关管S₄的相位差与π的比值；外移相比D₂，定义为原边全桥电路中第一开关管S₁与副边全桥电路第五开关管S₅的相位差与π的比值；

所述优化控制方法包含以下步骤：

(1)采样变换器的输入电压U₁、输出电压U₂，计算得电压转换比k，将输出电压U₂与参考输出电压U_oref作差送入PI控制器，得到标幺化传输功率p；

(2)将所述标幺化传输功率p和电压转换比k输入到电流应力优化控制单元，获得全局范围内最优的移相比组合D₁、D₂；

(3)将内移相比D₁、外移相比D₂通过PWM脉冲宽度调制产生开关管S₁～S₈的驱动脉冲，并输入到双有源桥变换器相对应开关管的控制端，完成控制过程。

进一步地，步骤(2)中所述将所述标幺化传输功率p和电压转换比k输入到电流应力优化控制单元，获得全局范围内最优的移相比组合D₁、D₂，具体包括：

(2.1)根据输入电压U₁、输出电压U₂、高频变压器T变比n、开关频率f、辅助电感L、内移相比D₁和外移相比D₂，获得变换器在扩展移相控制时两种模式下的传输功率P：

(2.2)以最大传输功率P_max为基准值，对变换器传输功率进行标幺化，得到扩展移相控制时两种模式下标幺化传输功率p：

式中，P_max为最大传输功率，P_max＝nU₁U₂/8fL；

(2.3)根据输出电压U₂、变换器变比n、开关频率f、辅助电感L、内移相比D₁、外移相比D₂和电压转换比k，得到变换器在扩展移相控制时两种模式下的电流应力为：

式中，k为电压转换比，k＝U₁/nU₂；

(2.4)以最大传输功率对应的输入电流i_N＝nU₂/8fL为基准值，对扩展移相控制时两种模式下的电流应力进行标幺化，得到标幺化电流应力为：

(2.5)针对每一种模式，分别根据其模式约束条件和标幺化传输功率得出可行域，对标幺化电流应力进行求导，得出可行域内最优的移相比组合使得电流应力最小；

(2.6)将两种模式下最小电流应力对比，得出全局范围内的最小电流应力，得到实现变换器电流应力最小的最优移相比组合D₁、D₂。

与现有技术相比，本发明的有益效果体现在：

本发明提供的电流应力优化控制方法，首先根据扩展移相控制两种模式下的标幺化传输功率和边界约束条件获得可行域，在可行域内对标幺化电流应力求导，得出每种模式下的最小电流应力，对比两种模式得到全局范围内的最小电流应力，获得最优移相比组合，从而降低电流应力，提高变换器传输效率。

附图说明

图1是双有源桥变换器拓扑结构图；

图2是本发明提供的双有源桥变换器电流应力优化控制方法结构图；

图3-图4是本发明采用的扩展移相控制两种模式的工作波形图；

图5是采用的扩展移相控制两种模式下的标幺化传输功率二维分布图；

图6(a)是双有源桥变换器采用模式1时的电流应力优化曲线，图6(b)是双有源桥变换器采用模式1时的电流应力优化轨迹；

图7(a)是双有源桥变换器采用模式2时的电流应力优化曲线，图7(b)是双有源桥变换器采用模式2时的电流应力优化轨迹；

图8是两种工作模式下最小电流应力G_Lmax随标幺化传输功率p的变化曲线；

图9是双有源桥变换器在传统单移相控制下、本发明的电流应力优化控制下，电流应力 G_Lmax随标幺化传输功率p的变化曲线；

图10是采用传统单移相控制时标幺化传输功率p＝0.4时的电流应力仿真图；

图11是采用本发明提供的电流应力优化控制方法时传输功率p＝0.4时的电流应力仿真图；

图12是采用传统单移相控制时标幺化传输功率p＝0.6时的电流应力仿真图；

图13是采用本发明提供的电流应力优化控制方法时标幺化传输功率p＝0.6时的电流应力仿真图。

具体实施方式

下面结合本发明的附图对本发明的技术方案做更详细的说明。

图1为本发明所涉及的双有源桥变换器拓扑结构图，包括输入电压U₁、输入滤波电容C₁、原边全桥电路、辅助电感L、高频变压器T、副边全桥电路、输出滤波电容C₂和负载电阻R。

所述原边全桥电路包括：第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄，开关管S₁～S₄均反并联一个二极管；所述副边全桥电路包括：第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈，开关管S₅～S₈均反并联一个二极管。

所述输入电压U₁与输入滤波电容C₁并联，负载电阻R作为输出端与输出滤波电容C₂并联连接；第一开关管S₁和第二开关管S₂构成原边全桥电路的第一桥臂，第三开关管S₃和第四开关管S₄构成原边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂的中点经过辅助电感L与高频变压器T原边绕组同名端相连，第二桥臂的中点与原边绕组的另一端相连；第五开关管S₅和第六开关管S₆构成副边全桥电路的第一桥臂，第七开关管S₇和第八开关管S₈构成副边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂的中点和副边绕组同名端相连，第二桥臂的中点与副边绕组的另一端相连。

本发明的扩展移相控制存在两个移相比：内移相比D₁，定义为原边全桥电路中第一开关管S₁与第四开关管S₄的相位差与π的比值；外移相比D₂，定义为原边全桥电路中第一开关管 S₁与副边全桥电路第五开关管S₅的相位差与π的比值。

根据内移相比和外移相比的大小关系，扩展移相控制可分为以下两种模式：

模式1，对应的边界条件为0≤D₁≤D₂≤1；

模式2，对应的边界条件为0≤D₂<D₁≤1。

如图2所示，本发明所述优化控制方法包含以下步骤：

(1)采样变换器的输入电压U₁、输出电压U₂，计算得电压转换比k，将输出电压U₂与参考输出电压U_oref作差送入PI控制器，得到标幺化传输功率p。

(2)将所述标幺化传输功率p和电压转换比k输入到电流应力优化控制单元，获得全局范围内最优的移相比组合D₁、D₂。

(3)将内移相比D₁、外移相比D₂通过PWM脉冲宽度调制产生开关管S₁～S₈的驱动脉冲，并输入到双有源桥变换器相对应开关管的控制端，完成控制过程。

具体地，获得全局范围内最优的移相比组合D1、D2是本发明的优化控制方法的关键，下面对步骤(2)进行详细说明：

(2.1)扩展移相控制下两种模式的工作波形依次如图3、图4所示，其中，u_ab为U₁侧H桥的输出电压；u_cd为U₂侧H桥的输出电压；i_L为电感电流；T_hs为半个开关周期。

根据输入电压U₁、输出电压U₂、高频变压器T变比n、开关频率f、辅助电感L、内移相比D₁和外移相比D₂，获得变换器在扩展移相控制时两种模式下的传输功率P：

(2.2)以最大传输功率P_max为基准值，对变换器传输功率进行标幺化，得到扩展移相控制时两种模式下标幺化传输功率p：

式中，P_max为最大传输功率，P_max＝nU₁U₂/8fL；

根据上式可得如图5所示的双有源桥变换器在两种模式下的标幺化传输功率分布图，可见变换器工作在模式1时标幺化传输功率p的范围为0≤p≤1；变换器工作在模式2时标幺化传输功率p的范围为-0.5≤p≤0.5；

(2.3)根据输出电压U₂、变换器变比n、开关频率f、辅助电感L、内移相比D₁、外移相比D₂和电压转换比k，得到变换器在扩展移相控制时两种模式下的电流应力为：

式中，k为电压转换比，k＝U₁/nU₂；

(2.4)以最大传输功率对应的输入电流i_N＝nU₂/8fL为基准值，对扩展移相控制时两种模式下的电流应力进行标幺化，得到标幺化电流应力为：

(2.5)针对每一种模式，分别根据其模式约束条件和标幺化传输功率得出可行域，对标幺化电流应力进行求导，得出可行域内最优的移相比组合使得电流应力最小；

当双有源桥工作在模式1时，目标函数为步骤(2.4)中得到的标幺化电流应力G_Lmax，模式边界条件为：

将模式1的标幺化传输功率p＝2(-D₁ ²+2D₁D₂-D₁-2D₂ ²+2D₂)带入步骤(2.4)中得到的标幺化电流应力G_Lmax中，并求极值得到D₂＝D_2min时，电流应力取得最小值；

以k＝1.5为例，图6(a)为模式1的电流应力优化曲线，阴影部分为模式1的运行区域。可以看出，电流应力优化曲线D_2min随p变化，若电流应力的极值点D_2min在模式1运行区域内时，选择D₂＝D_2min作为电流应力最小化控制的工作点；当电流应力的极值点D_2min不在模式1运行区域内时，选择模式1运行区域中最靠近极值点的边界上的D₂作为电流应力最小化控制的工作点,模式1的电流应力优化轨迹如图6(b)箭头所示。

双有源桥工作在模式2时，目标函数为步骤(2.4)得到中的标幺化电流应力G_Lmax，模式边界条件为：

将模式2的标幺化传输功率p＝2(2D₂+D₁ ²-2D₁D₂-D₁)带入步骤(2.4)中得到的标幺化电流应力G_Lmax中，并求极值得到D₂＝D_2min时，电流应力取得最小值；

以k＝1.5为例，图7(a)为模式2的电流应力优化曲线，阴影部分为模式2的运行区域。可以看出，电流应力优化曲线D_2min随p变化，若电流应力的极值点D_2min在模式2运行区域内时，选择D₂＝D_2min作为电流应力最小化控制的工作点；当电流应力的极值点D_2min不在模式2运行区域内时，选择模式2运行区域中最靠近极值点的边界上的D₂作为电流应力最小化控制的工作点,模式2的电流应力优化轨迹如图7(b)箭头所示。

(2.6)将两种模式下最小电流应力对比，得出全局范围内的最小电流应力，得到实现变换器电流应力最小的最优移相比组合D₁、D₂。

图8为两种模式下最小电流应力G_Lmax随标幺化传输功率p的变化曲线。将两种模式的最小电流应力对比，得出全局范围内最小的电流应力优化曲线如图9所示，可以看出，采用本发明的扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法优化后，电流应力明显低于传统单移相控制时的电流应力。

下面通过仿真验证所提电流应力优化控制方法的有效性，主要仿真参数为：输入电压 U₁＝100V，开关频率f＝10kHz，变换器变比n＝1:4，辅助电感L＝100μH，输入滤波电容C₁＝200μF，输出滤波电容C₂＝200μF，电压转换比k＝1.5。分别选取标幺化传输功率p＝0.4和p＝0.6两种工况进行验证。

图10为采用传统单移相控制标幺化传输功率p＝0.4，输出电压U₂＝266.67V，负载电阻 R＝640/3Ω时，U₁侧H桥的输出电压u_ab、U₂侧H桥的输出电压u_cd与电流应力i_Lmax的波形。图 11为采用本发明的电流应力优化控制标幺化传输功率p＝0.4，输出电压U₂＝266.67V，负载电阻R＝640/3Ω时，U₁侧H桥的输出电压u_ab、U₂侧H桥的输出电压u_cd与电流应力i_Lmax的波形。对比图10与图11，可以看出采用本发明的优化控制方法电流应力明显减小。图12为采用传统单移相控制标幺化传输功率p＝0.6，输出电压U₂＝266.67V，负载电阻R＝1280/9Ω时，U₁侧H 桥的输出电压u_ab、U₂侧H桥的输出电压u_cd与电流应力i_Lmax的波形。图13为采用本发明的电流应力优化控制标幺化传输功率p＝0.6，输出电压U₂＝266.67V，负载电阻R＝1280/9Ω时，U₁侧H桥的输出电压u_ab、U₂侧H桥的输出电压u_cd与电流应力i_Lmax的波形。通过对比图12与图 13可以看出本发明提出的电流应力优化控制方法明显降低了电流应力。

Claims (2)

1.一种扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法，其特征在于，本优化控制方法所涉及的双有源桥变换器的电路拓扑包括输入电压U₁、输入滤波电容C₁、原边全桥电路、辅助电感L、高频变压器T、副边全桥电路、输出滤波电容C₂和负载电阻R；所述原边全桥电路包括：第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄，开关管S₁～S₄均反并联一个二极管；所述副边全桥电路包括：第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈，开关管S₅～S₈均反并联一个二极管；

所述输入电压U₁与输入滤波电容C₁并联，负载电阻R作为输出端与输出滤波电容C₂并联连接；第一开关管S₁和第二开关管S₂构成原边全桥电路的第一桥臂，第三开关管S₃和第四开关管S₄构成原边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂的中点经过辅助电感L与高频变压器T原边绕组同名端相连，第二桥臂的中点与原边绕组的另一端相连；第五开关管S₅和第六开关管S₆构成副边全桥电路的第一桥臂，第七开关管S₇和第八开关管S₈构成副边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂的中点和副边绕组同名端相连，第二桥臂的中点与副边绕组的另一端相连；

所述扩展移相控制根据内移相比和外移相比的大小关系，可分为以下两种模式：

模式1，对应的边界条件为0≤D₁≤D₂≤1；

模式2，对应的边界条件为0≤D₂<D₁≤1；

其中，内移相比D₁，定义为原边全桥电路中第一开关管S₁与第四开关管S₄的相位差与π的比值；外移相比D₂，定义为原边全桥电路中第一开关管S₁与副边全桥电路第五开关管S₅的相位差与π的比值；

所述优化控制方法包含以下步骤：

(1)采样变换器的输入电压U₁、输出电压U₂，计算得电压转换比k，将输出电压U₂与参考输出电压U_oref作差送入PI控制器，得到标幺化传输功率p；

(2)将所述标幺化传输功率p和电压转换比k输入到电流应力优化控制单元，获得全局范围内最优的移相比组合D₁、D₂；

(3)将内移相比D₁、外移相比D₂通过PWM脉冲宽度调制产生开关管S₁～S₈的驱动脉冲，并输入到双有源桥变换器相对应开关管的控制端，完成控制过程。

2.根据权利要求1所述的优化控制方法，其特征在于，步骤(2)中所述将所述标幺化传输功率p和电压转换比k输入到电流应力优化控制单元，获得全局范围内最优的移相比组合D₁、D₂，具体包括：

(2.1)根据输入电压U₁、输出电压U₂、高频变压器T变比n、开关频率f、辅助电感L、内移相比D₁和外移相比D₂，获得变换器在扩展移相控制时两种模式下的传输功率P：

(2.2)以最大传输功率P_max为基准值，对变换器传输功率进行标幺化，得到扩展移相控制时两种模式下标幺化传输功率p：

式中，P_max为最大传输功率，P_max＝nU₁U₂/8fL；

(2.3)根据输出电压U₂、变换器变比n、开关频率f、辅助电感L、内移相比D₁、外移相比D₂和电压转换比k，得到变换器在扩展移相控制时两种模式下的电流应力为：

式中，k为电压转换比，k＝U₁/nU₂；

(2.4)以最大传输功率对应的输入电流i_N＝nU₂/8fL为基准值，对扩展移相控制时两种模式下的电流应力进行标幺化，得到标幺化电流应力为：

(2.5)针对每一种模式，分别根据其模式约束条件和标幺化传输功率得出可行域，对标幺化电流应力进行求导，得出可行域内最优的移相比组合使得电流应力最小；

(2.6)将两种模式下最小电流应力对比，得出全局范围内的最小电流应力，得到实现变换器电流应力最小的最优移相比组合D₁、D₂。

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