CN113394984B - 一种混合三电平dab变换器全工况电流应力优化控制方法 - Google Patents

一种混合三电平dab变换器全工况电流应力优化控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，包括以下步骤：获取DAB变换器的输出电压参考值与实际值；输出电压参考值与实际值的差值经过PI控制器后获取DAB变换器的内阻估计值，经参数自适应直接功率控制器后，获得当前负载模式下的传输功率标幺值以及电压传输比；基于当前负载下的传输功率标幺值以及电压传输比，获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数；判断负载功率是否发生突变，若负载功率突变则重构开关序列，实现电流应力优化控制。将变换器稳态性能优化与动态性能优化相结合，在保证稳态电流应力优化的基础上改善了其动态响应特性，从而实现了对变换器全工况范围下的电流应力优化控制。

Description

一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法
技术领域
本发明涉及电力变换器领域，具体为一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
新能源发电作为解决全球能源危机最有前景的能源方式之一，其间歇性与随机性发电的特点是目前大规模应用存在的主要问题。微电网被认为是目前实现新能源大规模接入与控制的有效途径，实现其能源互联的关键装备“能量路由器”是一种将电力电子技术与高频变压器相结合的新型电力电子变压器，具有电压变换、电气隔离、功率传输与控制、能量双向流动等关键作用，其双有源全桥隔离DC-DC变换器(Dual Active Bridge,DAB)作为高低压直流母线间的接口变换器，因其工作频率高、传输功率高、功率密度高、能量可双向传输、易实现软开关以及高可靠性等，在分布式微电网、电动汽车以及列车牵引系统等得到了广泛的使用。
双有源全桥隔离DC-DC变换器(DAB)以移相控制为常见的控制策略，根据DAB控制移相角的数量可以分为单移相控制(SPS)，扩展移相控制(EPS)，双重移相控制(DPS)以及三重移相控制(TPS)，随着移相角的增加，DAB相应的控制自由度也随之增加，从而可以对DAB所存在的如电流应力、电流有效值及回流功率进行优化。
现有的技术中，通过建立DAB变换器的平均状态空间模型以及小信号模型，提出基于模型的移相控制策略(MPS)用于改善变换器的动态响应性能，以上方法均在一定程度上依赖于电路模型参数；
或是为优化DAB的动态响应特性，提出虚拟直接功率控制策略，该策略的方法可以大幅提高DAB的响应速度，但仅对变换器的输出电压响应特性进行优化，当负载发生突变时，变换器会产生较大程度的直流偏磁，从而导致变换器瞬态电流应力增大，影响变换器的稳定运行；
或是提出电感电流边界控制方法以提高变换器对于负载和参考电压突变时的响应能力，但该方法在执行过程中不仅需要进行复杂的计算，同时还需多达5个霍尔传感器，大大增加了系统硬件成本；
可见，电力电子变压器DAB作为连接高压侧直流母线与低压侧直流母线的接口变换器，其输入电压高，传统两电平DAB变换器受功率器件耐压限制，通常需要很多单元级联，如此导致的隔离变压器数量多，从而导致系统体积大，成本高，稳定性下降，已有的一些控制方法都难以应对变换器的全部工况，并且难以兼顾稳态运行和动态响应性能。
发明内容
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
本发明的第一个方面提供一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，包括以下步骤：
获取DAB变换器的输出电压参考值与实际值；
输出电压参考值与实际值的差值经过PI控制器后获取DAB变换器的内阻估计值，经参数自适应直接功率控制器后，获得当前负载模式下的传输功率标幺值以及电压传输比；
基于当前负载下的传输功率标幺值以及电压传输比，获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数；
判断负载功率是否发生突变，若负载功率突变则重构开关序列，实现电流应力优化控制。
获取DAB变换器的输出电压参考值与实际值的过程中，存在以下关系式：
Figure BDA0003146038620000031
其中，D1与D2分别为变压器原边电压与副边电压的占空比，D3为变压器原边电压上升沿与副边电压上升沿之间的移相占空比，Df为变压器原边电压基波与副边电压基波之间的移相占空比。
获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数的过程包括，
定义传输功率与电感电流的基准值函数，对传输功率与电感电流进行标幺化处理，获取最小电流应力时的的最优控制参数；
基于最小电流应力时的的最优控制参数，获得当前负载模式下的功率传输范围；
当变换器处于降压模式且功率为正向传输时，不同功率传输范围对应不同的最优电流应力控制参数。
负载功率突变包括相同开关模式间切换与不同开关模式间切换。
相同开关模式间切换过程中，当变换器处于轻载工况时，初始电流与末态电流始终为零，控制参数突变不产生偏置电流。
相同开关模式间切换过程中，当变换器处于重载工况下进行功率切换时，负载突变前后两状态的稳态初始电流不同，产生偏置电流。
通过过渡状态在半开关周期内将初始电流调整至功率突变后的稳态初始电流大小，从而实现对直流偏置电流的抑制。
不同开关模式间切换包括负载突增与负载突减。
功率突增时，在半开关周期内重构开关序列抑制偏置电流；功率突减时，通过调节开关序列使电感电流在过渡状态结束时达到功率突变后稳态的电感电流初始值。
与现有技术相比，以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
1、在基于三重移相控制(TPS)的稳态电流应力优化控制的基础上针对DAB变换器的动态响应性能进行了优化，当负载发生突变时根据输出功率直接调整控制器参数以改变变换器传输功率，并且通过对内阻参数进行自适应控制以提高响应精度。
2、针对控制参数突变时带来的直流偏磁问题，通过对功率突变后半开关周期内的开关序列进行重新组合，改善电感电流的瞬态响应特性，抑制直流偏磁。
3、在改善输出电压响应特性的基础上，在半个开关周期内使电感电流达到稳态，再抑制其直流偏磁的基础上改善了电流响应特性，减小了瞬态电流应力。
4、将变换器稳态性能优化与动态性能优化相结合，在保证稳态电流应力优化的基础上改善了其动态响应特性，从而实现了对变换器全工况范围下的电流应力优化控制。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1是本发明一个或多个实施例提供的混合三电平双有源桥拓扑结构示意图；
图2是本发明一个或多个实施例提供的三重移相控制(TPS)工作波形示意图；
图3是本发明一个或多个实施例提供的基于TPS的稳态电流应力最优控制参数示意图；
图4(a)是本发明一个或多个实施例提供的DAB变压器Mode A轻载情况工作波形示意图；
图4(b)是本发明一个或多个实施例提供的DAB变压器Mode B重载情况工作波形示意图；
图5(a)是本发明一个或多个实施例提供的DAB等效电路图；
图5(b)是本发明一个或多个实施例提供的DAB变压器Mode A工作波形图；
图5(c)是本发明一个或多个实施例提供的DAB变压器Mode B工作波形图；
图6(a)是本发明一个或多个实施例提供的模式A传输功率突减电感电流波形图(0.2->0.07)；
图6(b)是本发明一个或多个实施例提供的模式A传输功率突增电感电流波形图(0.07->0.2)；
图7是本发明一个或多个实施例提供的模式B内部切换未加入直流偏磁抑制策略功率突增时变压器电压电流波形图(0.5->0.85)；
图8是本发明一个或多个实施例提供的模式B内部切换加入直流偏磁抑制策略功率突增时变压器电压电流波形图；
图9(a)是本发明一个或多个实施例提供的模式B内部切换未加入直流偏磁抑制策略功率突减时变压器电压电流波形图(0.85->0.5)；
图9(b)是本发明一个或多个实施例提供的模式B内部切换加入直流偏磁抑制策略功率突增时变压器电压电流波形图(0.85->0.5)；
图10是本发明一个或多个实施例提供的模式AB间切换未加入直流偏磁抑制策略功率突增时变压器电压电流波形图(0.15->0.8)；
图11是本发明一个或多个实施例提供的模式AB间切换加入直流偏磁抑制策略功率突增时变压器电压电流波形图；
图12是本发明一个或多个实施例提供的模式AB间切换未加入直流偏磁抑制策略功率突增时变压器电压电流波形图(0.8->0.15)；
图13是本发明一个或多个实施例提供的模式AB间切换加入直流偏磁抑制策略功率突减时变压器电压电流波形图；
图14是本发明一个或多个实施例提供的直流偏磁抑制策略控制流程图；
图15是本发明一个或多个实施例提供的全工况范围下电流应力优化控制策略控制框图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本实施例使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
以下实施例以混合三电平双有源桥DC-DC变换器为对象，在TPS(三重移相控制)的基础上给出全工况范围下的电流应力优化控制方法，以实现对变换器稳态以及动态响应特性的优化策略。
首先，分析变换器在TPS控制下的稳态电流应力，得到了稳态时的最优电流应力控制参数。在此基础上，为提高变换器的动态响应性能提出了基于变换器内阻参数自适应的直接功率控制策略，通过对内阻参数进行估算以改善变换器的动态响应精度。
其次，分析当负载发生突变时变换器各种可能的工作状态，通过对变换器工作状态变换时开关模式的变化关系进行分析，设计基于开关序列重构的直流偏磁抑制方法，通过在传输功率发生突变时对半个开关周期内的开关动作顺序进行重新组合以抑制直流偏磁，降低瞬态电流应力，从而改善变换器的动态响应性能，实现了对变换器稳态与动态性能，输出电压与电感电流的多重目标优化。
实施例一：
如图1-15所示，一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，包括以下步骤：
获取DAB变换器的输出电压参考值与实际值；
输出电压参考值与实际值的差值经过PI控制器后获取DAB变换器的内阻估计值，经参数自适应直接功率控制器后，获得当前负载下的传输功率标幺值以及电压传输比；
基于当前负载下的传输功率标幺值以及电压传输比，获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数；
判断功率是否发生突变，若功率突变则重构开关序列，实现暂态电流应力优化控制。
具体过程如下：
一、工作原理
采用混合三电平拓扑，电路结构图如图1所示，图中，Ui为变换器输入电压，U1与U2分别为变换器NPC三电平半桥电路中原边支撑电容C1与C2所加电压，Uo为变换器副边输出电容C3所加电压，正常情况下对于原边电容电压，有U1＝U2＝Ui/2，定义变换器电压传输比k＝Uo/U1，当k>1时表示升压，当k<1时表示降压；L为由外加辅助电感以及高频变压器漏感所共同构成的变换器等效电感，iL为流经变压器的高频电感电流，u1与u2分别为作用于变压器原边与副边的高频电压；n1与n2分别为变压器原边与复变匝数，定义变压器变比n＝n1/n2。
混合三电平双有源桥变换器在多重移相调制(MPS)下的工作波形示意图如图2所示，图中，D1与D2分别为变压器原边电压u1与副边电压u2的占空比，D3为变压器原边电压上升沿与副边电压上升沿之间的移相占空比，Df为变压器原边电压基波与副边电压基波之间的移相占空比，且有
Figure BDA0003146038620000091
变换器开关周期定义为Ts，Ths为半开关周期，其中占空比均以半开关周期为基准，其取值范围分别为0≤D1≤1，0≤D2≤1以及-1≤D3≤1。
在一个周期内，变压器原副边电压表达式如下：
Figure BDA0003146038620000092
Figure BDA0003146038620000093
二、稳态电流应力优化控制策略
当电压传输比不为1时，若采用传统移相控制策略，会使得变换器ZVS实现范围变窄，同时使得电流应力增大，不利于变换器效率的提升并且降低了稳定性。当变换器工作于TPS模式下时，根据占空比与移相角的相对位置不同，共可分为12种工作模式，各工作模式的占空比与移相角范围如表1所示。在传输功率相同时，不同的工作模式下其产生的电流应力也有所不同，因此需要对其进行优化。
表1TPS模式下变换器各工作模式占空比取值范围
Figure BDA0003146038620000094
Figure BDA0003146038620000101
以电压转换比k<1即降压模式且功率正向传输为例进行分析，变换器升压与功率反向传输时分析方法类似，故不做赘述。当功率正向传输时，有A、B、C、F、I五种模式满足要求。并且由变换器工作特性可知，在模式F中始终有u1·u2＝0，变换器若要实现功率传递需将能量先储存在电感中，然后再释放至副边负载侧，因此会导致功率传输能力较差，并且产生较大的电流应力，故排除该模式；对于模式C，由于变换器工作于降压模式下，即U1>nUo，而在模式C中有D1Ths>D2Ths，因此导致变压器原副边两侧伏秒积不平衡程度加剧，使得在传输相同功率情况下电感储存能量增加，进而导致电感电流应力增加，故将模式C排除。下面对模式A、B、I的电流应力以及最优控制参数进行进一步分析。
针对含有不等式约束条件的最优化问题，常用KKT条件对此类问题进行求解。因此本实施例采用KKT条件求解各模式下的最优电流应力及其控制参数。
对于模式A，其传输功率与电感电流峰值与占空比之间的关系式如下：
Figure BDA0003146038620000111
定义
Figure BDA0003146038620000112
以及
Figure BDA0003146038620000113
分别为传输功率与电感电流的基准值，对传输功率与电感电流进行标幺化处理，表达式如下式所示，模式A的功率传输范围为(0，1/2)；
Figure BDA0003146038620000114
其中，峰值电感电流表达式为KKT条件的目标函数，传输功率表达式为KKT条件的等式约束条件，不等式约束条件由模式A的占空比以及移相角取值范围得到，由此可以构造拉格朗日函数L以及KKT条件如下所示：
Figure BDA0003146038620000115
对KKT条件进行求解，可以得到模式A最小电流应力时的的最优控制参数如下：
Figure BDA0003146038620000121
将最优控制参数带入传输功率表达式中，由不等式约束条件可以得到此时功率传输范围为p∈[0,2(1-k)k]。
同理可得模式B与模式I的最优控制参数以及相应的功率传输范围如下式所示：
Figure BDA0003146038620000122
综上所示，当变换器工作于降压模式且功率为正向传输时，稳态最优电流应力优化控制参数如表2所示。电流应力优化控制策略稳态波形如图3-4所示，当变换器工作于轻载工况下时，此时电流工作于DCM模式下，可以实现ZCS；当变换器工作于重载模式下时，可以实现ZVS。
表2最优电流应力优化控制参数
Figure BDA0003146038620000123
三、动态性能优化控制策略
1采用考虑变换器内阻影响的参数自适应直接功率控制策略；
当采用稳态最优电流应力控制策略时，控制参数仅与电压传输比以及传输功率标幺值有关，当输入输出电压保持不变时，传输功率与控制参数呈单调递增的关系。传统控制策略多采用PI控制，但当功率发生突变时，其动态响应速度较差，会引起直流侧电压的较大波动，同时也会降低控制系统的稳定性。
为提高控制系统的动态响应速度，本实施例采用直接功率控制策略，通过当前负载大小直接计算相应功率下的控制参数，但由于在实际运行中变换器存在一定程度的内阻，因此导致输出功率与传输功率存在一定的偏差，当负载发生突变时，由于内阻的影响导致控制系统无法准确判断实际传输功率的大小，从而导致系统的响应精度变差以及动态响应速度减慢，因此引入内阻的影响有助于提升系统的动态性能。变换器的等效电路图如图5(a)所示，图中r表示折算至输出侧的变换器等效内阻。
变换器的输出功率如下式所示：
Po＝U0io (8)
由于内阻的存在，因此变换器的传输功率又可表示为：
P＝U0io+rio 2 (9)
对传输功率进行标幺化处理，得
Figure BDA0003146038620000131
式中
Figure BDA0003146038620000132
其值可由电路参数计算得到，由于变换器内阻受电路布局以及温度等因素影响较大，无法直接测量而且在变换器运行过程中可能会发生变化，为提高控制精度，将输出电压采样值与参考电压的差值输入PI控制器，控制器的输出用于估计内阻r的大小，从而实现对电路的自适应控制；由此通过控制器计算得到传输功率给定标幺值p以及由输入输出电压采样值计算得到的电压传输比k后，根据表2所示的最小电流应力优化控制算法可以得到当前工况下的控制参数，实现控制系统的准确快速响应。由于该算法可以在功率发生突变时直接求得突变后的传输功率大小，因此可以极大的优化控制系统的动态响应性能。
2基于开关序列重构的瞬态直流偏磁抑制策略；
由于采用直接功率控制策略可以在负载发生突变后迅速将控制参数更新至稳态值，对于不同的控制参数，由于其稳态初始电流不同，因此当初始电流与控制参数不匹配时会产生较大的偏置电流，因此由控制参数突变而带来的瞬态直流偏磁问题不容忽略，过大的直流偏磁会导致开关管的瞬态电流应力增加，同时也会影响变换器的稳定性，容易导致变换器崩溃。因此，本实施例提出基于开关序列重构的瞬态直流偏磁抑制策略，通过将负载突变后控制系统所生成新的稳态开关序列在半个开关周期内进行重构，可以实现在前半个开关周期内对直流偏磁进行抑制，后半个开关周期内变换器达到稳态工作模式，从而极大的提高系统的响应速度以及稳定性。
在最小电流应力稳态运行时，根据传输功率大小的不同变换器主要工作于两种开关模式下：轻载时工作于模式A，重载时工作于模式B，相应的工作波形如图5(b)-图5(c)所示。
对于模式A，由上述电路工作原理可推得其半个开关周期内各节点的电感电流瞬时值如下：
Figure BDA0003146038620000151
当变换器运行于稳态时，有i0＝-i4，由此可求得模式A初始电流i0以及峰值电流imax的大小为：
Figure BDA0003146038620000152
同理，可以得到模式B的分段电感电流表达式为：
Figure BDA0003146038620000153
同样的，对于模式B在稳态下有i0＝-i4，由此可求得模式B的初始电流i0以及峰值电流imax表达式如下：
Figure BDA0003146038620000154
直流偏磁/瞬态电流应力优化原理：
在不同的控制参数下，不同工作模式的稳态初始电流不同，正由于稳态初始电流的不匹配才会导致变换器产生较大的直流偏置电流，由此考虑当负载突变后控制参数发生变化时，通过重构开关序列的方式使得变换器电感电流在过渡状态的半个开关周期内达到新的稳态初始电流值，从而实现对直流偏磁的抑制，降低瞬态电流应力。
当负载发生突变时，可分为两种情况：相同开关模式间切换与不同开关模式间切换。下面针对这两种情况进行分析。
2.1相同开关模式间切换；
在最优电流应力控制策略下，变换器根据传输功率的大小不同工作于两种开关模式。
当变换器工作于轻载工况下时，由于此时电感电流为DCM模式，因此其初始电流与末态电流始终为零，故当控制参数突变时不会产生偏置电流，如图6所示，因此无需对该情况进行优化。
当变换器工作于重载工况下进行功率切换时，开关模式在模式B内部进行转换，当不加入直流偏磁抑制策略时，电感电流波形如图7所示，可以观察到，当功率发生突变时由于负载突变前后两状态的稳态初始电流不同而导致了较大的偏置电流产生。
定义D”为功率突变前初始状态下稳态时控制参数，D'为功率突变后稳态时控制参数，D为暂态(过渡状态)控制参数。通过过渡状态在半开关周期内将初始电流调整至功率突变后的稳态初始电流大小，从而实现对直流偏置电流的抑制。由于此时开关模式在模式B内部切换，为减小开关动作次数，降低过渡状态对变换器的影响，采用模式B作为过渡状态的开关模式。
直流偏磁抑制策略工作波形如图8所示，直流偏磁抑制原理表达式如下：
Figure BDA0003146038620000171
式中，ΔiB,max为在模式B半开关周期内过渡状态电感电流变化最大值，imax,B为模式B在半开关周期内过渡状态电感电流峰值，i0,B为模式B在半开关周期内过渡状态电感电流初始值，iB,max'为功率突变后稳态电感电流峰值，i0,B”为功率突变前稳态电感电流初始值。由于开关模式在模式B内部进行切换，因此只需过渡状态电感电流峰值与功率突变后稳态电流峰值相等即可实现直流偏磁抑制。同时为提高响应速度，减少开关动作次数并且减轻控制器计算复杂度(由于在开关序列模式B内部进行切换，因此选取模式B作为过渡状态开关模式；并且当功率变化时，为减小此时的回流功率，使电感电流以及电容电压尽快恢复稳态，只对D3进行调整，因为D3的间隔电感电流变化率最大，可以在保证电感电流峰值不增加的情况下尽可能的减小回流功率，同时向输出侧传递更多的能量，使其更快的恢复稳态)，令D1＝D1'，D2＝D2'＝1，同时结合式(14)与式(15)可求得过渡状态控制参数如下：
Figure BDA0003146038620000172
对于功率突减的情况仍采用模式B作为过渡状态开关模式，因此该分析同样适用，故不作赘述，其工作波形如图9所示。
2.2不同开关模式间切换
当变换器传输功率在两种开关模式间切换时，可分为两种情况：负载突增与负载突减。
首先对负载突增情况进行分析。当未加入直流偏磁抑制策略时，变换器工作波形如图9所示，可以看到，由于控制参数突变后其所对应的开关周期的稳态初始电流不同，会产生较大的偏置电流，影响变换器的稳定性。
当功率突增后，采用在半开关周期内重构开关序列的方式抑制偏置电流。在不同开关模式切换下功率突增时的直流偏磁抑制策略的工作波形如图11所示。当开关模式由模式A切换至模式B时，选取模式B作为过渡状态，令过渡状态电感电流峰值与功率突变后稳态电感电流峰值相等，表达式如下：
Figure BDA0003146038620000181
在过渡状态电感电流达到峰值后，需保证其后的开关动作序列与功率突变后的稳态工况一致，才能使电感电流在过渡状态结束时达到功率突变后稳态的电感电流初始值；同时为减小开关的动作次数，保证过渡状态与初始状态的开关序列平滑切换，因此令D1＝D1'，D2+D3＝1，由此可以在过渡状态开关动作次数最少的情况下实现开关序列的平滑切换。联立式(12)(14)与(17)，可求得过渡状态控制参数如下：
Figure BDA0003146038620000191
当功率突减时，开关模式由模式B切换至模式A，其变换时的电感电流初始状态与峰值电流表达式发生改变，因此上述分析不再适用。在未加入直流偏磁抑制策略时，变换器的功率突减工作波形如图12所示。在不同开关模式切换下功率突减时的直流偏磁抑制策略的工作波形如图13所示。
此时选取模式A作为过渡状态，通过调节开关序列使电感电流在过渡状态结束时达到功率突变后稳态的电感电流初始值。令过渡状态的末态电感电流瞬时值与功率突变后的稳态开关周期电流初始值相等，表达式如下：
Figure BDA0003146038620000192
为实现控制目标，尽可能减少开关动作次数，实现开关模式的平滑过渡，同时简化控制器运算量，令D1＝D2，D3＝D3'，联立式(12)(14)与(19)，可求得过渡状态控制参数如下：
Figure BDA0003146038620000193
至此，可以得到直流偏磁抑制策略的控制流程图如图14所示。
图中，Dx`(x＝1-3)与p`分别为当前时刻由稳态电流应力优化控制策略得到的TPS控制参数以及由直接功率控制算法得到的传输功率标幺值，Dx``(x＝1-3)与p``为上一控制周期所得到的TPS控制参数以及传输功率标幺值，Dx(x＝1-3)为控制器最终输出的控制参数，Δp为直流偏磁抑制策略的动作阈值，pm为开关模式切换边界条件，其表达式为pm＝2(1-k)k。在一个控制周期内，控制器首先判断传输功率变化量是否达到直流偏磁抑制策略的动作阈值，如果负载发生突变，通过负载突变前后的功率标幺值大小判断相应的开关模式，并根据功率突变前后控制参数的不同重新对开关序列进行组合，已实现抑制直流偏磁，降低瞬态电流应力的目的。
综上所述，本实施例所提全工况范围下基于TPS的电流应力优化控制框图如图15所示。
图中，Uref为输出电压参考值，Uo为输出电压采样值，U1为输入电压采样值，io为输出电流采样值，输出电压参考值与实际值的差值经过PI控制器后生成变换器的内阻估计值r，经过参数自适应直接功率控制器后可以得到当前负载下的传输功率标幺值p`以及电压传输比，以用于求解当前状态下稳态最优电流应力控制参数；随后判断功率是否发生突变，若功率突变则对开关序列进行重构，从而实现暂态电流应力优化控制，消除直流偏磁带来的影响。
上述过程在基于TPS的稳态电流应力优化控制的基础上针对DAB变换器的动态响应性能进行了优化，提出了基于内阻参数自适应的直接功率控制策略，当负载发生突变时根据输出功率直接调整控制器参数以改变变换器传输功率，并且通过对内阻参数进行自适应控制以提高控制器响应精度；针对控制参数突变时带来的直流偏磁问题，提出了基于开关序列重构的直流偏磁抑制策略，通过对功率突变后半开关周期内的开关序列进行重新组合，改善电感电流的瞬态响应特性，抑制直流偏磁。
基于内阻参数自适应的直接功率控制策略可以实现对负载突变工况下的快速响应，同时内阻参数自适应控制可以提高控制器的响应精度，为稳态电流应力的精确控制提供保障。
传统的DAB动态响应优化控制算法多只改善输出电压响应性能，其电感电流响应特性较差。本实施例在改善输出电压响应特性的基础上提出了基于开关序列重构的直流偏磁抑制策略，可以在半个开关周期内使电感电流达到稳态，再抑制其直流偏磁的基础上改善了电流响应特性，减小了瞬态电流应力。
将变换器稳态性能优化与动态性能优化相结合，在保证稳态电流应力优化的基础上改善了其动态响应特性，从而实现了对变换器全工况范围下的电流应力优化控制。
四实验结果与分析
为验证理论分析与控制策略的正确性，搭建等比例缩小的混合三电平双有源桥变换器实验平台进行验证，该平台采用NI公司PXI-7846R板卡作为控制器，实验具体参数如表3所示：
表3：实验参数
Figure BDA0003146038620000211
Figure BDA0003146038620000221
实验主要分为三部分进行，分别对动态响应特性，瞬态直流偏磁抑制以及稳态电流应力优化三部分内容进行分析。
A动态响应对比实验
为验证所提控制策略可以实现在负载突变时大幅改善变换器的动态响应速度，分别对传统PI控制以及直接功率控制下的变换器动态响应性能进行试验。
通过实验平台输出的，不同控制策略下输出功率由50w突变至500w的电压电流响应波形，和不同控制策略下输出功率由360w突变至50w的电压电流响应波形可知，当采用传统PI控制时，其动态响应特性最差，当负载突增时，其电压波动约为8.2V，需要约6ms才能恢复稳态；当负载突减时，其电压波动约为9.4V，需要约10ms才能恢复稳态。当采用直接功率控制时，电压动态响应特性大幅改善，几乎不需要时间就能立刻达到稳态，但其电感电流存在较为明显的偏置，需要经过几个开关周期后才能恢复稳定。当加入暂态直流偏磁抑制策略后，其动态响应特性最好，输出电压与电感电流在功率发生突变后能够立刻到达稳态，几乎不需要调节时间。
B瞬态直流偏磁抑制策略
为验证所提控制策略可以实现对直流偏置电流的抑制，消除直流偏磁现象，分别对不同功率间的切换进行试验验证。
首先对不同开关模式间切换时的直流偏磁抑制策略进行验证，当负载突增(由50w增加至500w)或突减(360w减小至50w)时，加入直流偏磁抑制策略可有效降低开关管瞬态电流应力，同时使得电感电流在半个开关周期之内恢复稳态，加快响应速度。
当负载突变后变换器开关模式不发生变化时，当负载突增(由50w增加至500w)或突减(500w减小至190w)时，加入直流偏磁抑制策略可有效降低开关管瞬态电流应力，同时使得电感电流在半个开关周期之内恢复稳态，加快响应速度。
当负载突增(由50w增加至140w)或突减(140w减小至50w)时，由于变换器轻载运行时电感电流为DCM模式，因此当开关状态在模式A之间切换时不会产生直流偏置电流。
C稳态电流应力优化策略
当变换器输出功率为50w时，分别采用传统的SPS控制与稳态最优电流应力控制策略，在输出功率相同时，当采用稳态最优电流应力控制策略时，可有效降低开关管的稳态电流应力。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
获取DAB变换器的输出电压参考值与实际值；
输出电压参考值与实际值的差值经过PI控制器后获取DAB变换器的内阻估计值，经参数自适应直接功率控制器后，获得当前负载模式下的传输功率标幺值以及电压传输比；
基于当前负载下的传输功率标幺值以及电压传输比，获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数；
判断负载功率是否发生突变，若负载功率突变则重构开关序列，实现电流应力优化控制。
2.如权利要求1所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：获取DAB变换器的输出电压参考值与实际值的过程中，存在以下关系式：
Figure FDA0003146038610000011
其中，D1与D2分别为变压器原边电压与副边电压的占空比，D3为变压器原边电压上升沿与副边电压上升沿之间的移相占空比，Df为变压器原边电压基波与副边电压基波之间的移相占空比。
3.如权利要求1所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数的过程包括，定义传输功率与电感电流的基准值函数，对传输功率与电感电流进行标幺化处理，获取最小电流应力时的的最优控制参数。
4.如权利要求1所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数的过程还包括，基于最小电流应力时的的最优控制参数，获得当前负载模式下的功率传输范围。
5.如权利要求1所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：获得当前状态下稳态最优电流应力控制参数的过程还包括，当变换器处于降压模式且功率为正向传输时，不同功率传输范围对应不同的最优电流应力控制参数。
6.如权利要求1所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：所述负载功率突变包括相同开关模式间切换与不同开关模式间切换。
7.如权利要求6所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：所述相同开关模式间切换过程中，当变换器处于轻载工况时，初始电流与末态电流始终为零，控制参数突变不产生偏置电流。
8.如权利要求6所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：所述相同开关模式间切换过程中，当变换器处于重载工况下进行功率切换时，负载突变前后两状态的稳态初始电流不同，产生偏置电流。
9.如权利要求8所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：通过过渡状态在半开关周期内将初始电流调整至功率突变后的稳态初始电流大小，从而实现对直流偏置电流的抑制。
10.如权利要求6所述的一种混合三电平DAB变换器全工况电流应力优化控制方法，其特征在于：不同开关模式间切换包括负载突增与负载突减；功率突增时，在半开关周期内重构开关序列抑制偏置电流；功率突减时，通过调节开关序列使电感电流在过渡状态结束时达到功率突变后稳态的电感电流初始值。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114118566A (zh) * 2021-11-23 2022-03-01 广东电网有限责任公司广州供电局 一种高频工况下dab变换器的工作路径优化方法及装置
CN114362537B (zh) * 2021-12-09 2024-05-28 内蒙古电力(集团)有限责任公司内蒙古电力科学研究院分公司 一种基于dpc-sdc的dab变换器双重优化控制策略
CN114583973B (zh) * 2022-03-28 2023-06-13 西南交通大学 一种柔性牵引变电所结构及其优化控制方法

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109194137A (zh) * 2018-09-12 2019-01-11 上海交通大学 一种基于半桥级联型三电平的模块化固态变压器
CN109742968A (zh) * 2019-01-31 2019-05-10 上海交通大学 二极管箝位混合三电平双有源全桥变流器及其控制方法
CN109861545A (zh) * 2019-02-19 2019-06-07 合肥工业大学 基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法
CN110350793A (zh) * 2019-06-11 2019-10-18 华中科技大学 一种双有源桥dc-dc变换器及其电流应力优化方法
CN111628655A (zh) * 2020-04-30 2020-09-04 合肥博鳌电气科技有限公司 用于双有源桥直流变换器暂态直流偏置通用移相控制方法
CN112054694A (zh) * 2020-09-16 2020-12-08 广东电网有限责任公司电力科学研究院 基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置
CN112187057A (zh) * 2020-09-17 2021-01-05 北京智芯微电子科技有限公司 用于二极管箝位混合三电平dab变流器的控制方法及装置
CN112910271A (zh) * 2021-04-12 2021-06-04 中国矿业大学 扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法
CN112953230A (zh) * 2020-11-19 2021-06-11 国创新能源汽车智慧能源装备创新中心(江苏)有限公司 双有源桥电路的三重移相控制方法、控制装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109194137A (zh) * 2018-09-12 2019-01-11 上海交通大学 一种基于半桥级联型三电平的模块化固态变压器
CN109742968A (zh) * 2019-01-31 2019-05-10 上海交通大学 二极管箝位混合三电平双有源全桥变流器及其控制方法
US10673343B1 (en) * 2019-01-31 2020-06-02 Shanhai Jiao Tong University Diode clamp mixed three-level dual active full-bridge converter and control method thereof
CN109861545A (zh) * 2019-02-19 2019-06-07 合肥工业大学 基于能量闭环的双有源桥直流变换器直接功率控制方法
CN110350793A (zh) * 2019-06-11 2019-10-18 华中科技大学 一种双有源桥dc-dc变换器及其电流应力优化方法
CN111628655A (zh) * 2020-04-30 2020-09-04 合肥博鳌电气科技有限公司 用于双有源桥直流变换器暂态直流偏置通用移相控制方法
CN112054694A (zh) * 2020-09-16 2020-12-08 广东电网有限责任公司电力科学研究院 基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置
CN112187057A (zh) * 2020-09-17 2021-01-05 北京智芯微电子科技有限公司 用于二极管箝位混合三电平dab变流器的控制方法及装置
CN112953230A (zh) * 2020-11-19 2021-06-11 国创新能源汽车智慧能源装备创新中心(江苏)有限公司 双有源桥电路的三重移相控制方法、控制装置
CN112910271A (zh) * 2021-04-12 2021-06-04 中国矿业大学 扩展移相控制的双有源桥变换器电流应力优化控制方法

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