CN112054694A - 基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置 - Google Patents

基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明实施例涉及一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置，通过求解得到双向变换器在最小谐振电感电流下的输入内移相角、输出内移相角和外移相角对双向变换器进行控制运行，不仅能够改善双向变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大谐振电感电流和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的谐振电感电流，提高整个变换器的效率及性能，解决了现有DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式时变换器的电流应力大，增加变换器的损耗致使效率降低的技术问题。

Description

基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，尤其涉及一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置。
背景技术
随着直流输电技术的快速发展，作为高压输电和低压直流配电网的中间环节，中压直流配网受到越来越多的关注。在中压直流配电网中，需要采用高频隔离双向直流变换器作为互联装置，用于实现电气隔离、电压变换以及功率的双向流动。
DAB变换器具有高功率密度、能实现功率的双向传输，易于实现软开关和模块化等特点，被广泛应用于双向隔离变换领域。近年来，关于DAB变换器的性能优化，不管是对DAB变换器中的软开关范围的扩展，还对DAB变换器中的电流应力的减小以及谐振电感电流的减小进行优化，在优化过程中主要是基于DAB变换器的线性建立分段时域模型，这个分段时域模型能够准确的界定各个工作模态的边界条件，求解各个工作模式下的系统传输功率、谐振电感电流。当DAB变换器的控制策略或者控制自由度发生变化时，变换器的分段时域模型也将随之变化，而针对特定控制策略建立的分段时域模型将不再适用，并且随着DAB变换器可控自由度数量的增加，分段时域模型在不同分段的时域分析过程将更复杂。因此现有对求解DAB变换器在工作模式下的谐振电感电流、传输功率优化方式存在系统复杂且适用性差。
发明内容
本发明实施例提供了一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置，用于解决现有DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式时变换器的电流应力大，增加变换器的损耗致使效率降低的技术问题。
为了实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：
一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法，包括以下步骤：
S1.根据双向变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算得到双向变换器的变压比；
S2.根据所述双向变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述双向变换器标幺化的传输功率；
S3.基于所述双向变换器处于最小电流应力状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述双向变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述双向变换器的外移相角；
S4.将所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角输入驱动生成模块控制所述双向变换器中开关器件的通断；
其中，在步骤S3中，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002684656750000021
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
优选地，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角具体步骤包括：
S31.获取所述双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量；
S32.采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述谐振电感电流基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
S33.根据约束条件对所述导数式进行求解，得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure BDA0002684656750000022
三个移相角的所述导数式为：
Figure BDA0002684656750000031
所述约束条件为：
Figure BDA0002684656750000032
式中，
Figure BDA0002684656750000033
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002684656750000034
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002684656750000035
为谐振电感电流基波分量，
Figure BDA0002684656750000036
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
优选地，在步骤S3中，采用PI控制器调节所述双向变换器的所述输出电压稳定输出具体包括：将所述输出电压与所述双向变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
优选地，所述驱动生成模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片控制所述双向变换器中开关器件的通断。
本发明还提供一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制装置，包括变压比计算模块和传输功率计算模块，还包括优化移相角计算模块和控制模块；
所述变压比计算模块，用于根据双向变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算所述双向变换器的变压比；
所述传输功率计算模块，用于根据所述双向变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述双向变换器标幺化的传输功率；
所述优化移相角计算模块，用于基于所述双向变换器处于最小电流应力状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述双向变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述双向变换器的外移相角；
所述控制模块，用于根据所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角控制所述双向变换器中开关器件的通断；
其中，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002684656750000041
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
优选地，所述优化移相角计算模块包括获取功率基波分量子模块、求导计算子模块和移相角计算子模块；
所述获取功率基波分量子模块，用于获取所述双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量
所述求导计算子模块，用于采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述谐振电感电流基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
所述移相角计算子模块，用于根据约束条件对所述导数式进行求解，得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure BDA0002684656750000042
三个移相角的所述导数式为：
Figure BDA0002684656750000043
所述约束条件为：
Figure BDA0002684656750000044
式中，
Figure BDA0002684656750000051
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002684656750000052
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002684656750000053
为谐振电感电流基波分量，
Figure BDA0002684656750000054
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
优选地，所述控制模块还用于将所述输出电压与所述双向变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
优选地，所述控制模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片形成的驱动生成模块控制所述双向变换器中开关器件的通断。
本发明还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机存储介质用于存储计算机指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法。
本发明还提供一种终端设备，包括处理器以及存储器；
所述存储器，用于存储程序代码，并将所述程序代码传输给所述处理器；
所述处理器，用于根据所述程序代码中的指令执行上述所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法。
从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置通过求解得到双向变换器在最小谐振电感电流下的输入内移相角、输出内移相角和外移相角对双向变换器进行控制运行，不仅能够改善双向变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大谐振电感电流和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的谐振电感电流，提高整个变换器的效率及性能，解决了现有DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式时变换器的电流应力大，增加变换器的损耗致使效率降低的技术问题。
基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法根据采样双向变换器的电压电流计算得到最优移相角，实现谐振电感电流减小，提高双向变换器的性能，与常规的谐振电感电流控制算法，该方法无需复杂的模态分析及分区间范围判断，降低了控制芯片的计算量以及运算复杂度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电路原理图。
图2为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电压电流波形图。
图3为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法的步骤流程图。
图4为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法的框架图。
图5为采用不同控制方法谐振电感电流有效值在不同功率和变压比时的理论分析结果图。
图6为本发明实施例所述基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法采用不同控制方法回流功率在不同功率时的理论分析结果图。
图7为本发明实施例所述基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法不同控制方式在相同功率和变压比的变换器稳态实验结果图。
图8为本发明实施例所述基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法不同控制方式在不同变压比的变换器稳态实验结果图。
具体实施方式
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
本申请实施例提供了一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置能够根据最优内外移相角控制变换器的运行，实现变换器在各个工作状态时的谐振电感电流最小，降低变换器的损耗，并能提高变换器效率，用于解决了现有DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式时变换器的电流应力大，增加变换器的损耗致使效率降低的技术问题。在本实施例中，双向变换器是以三电平DAB变换器作为案例进行说明。
图1为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电路原理图，图2为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电压电流波形图。
如图1所示，三电平DAB变换器包括由两个带箝位二极管和飞跨电容的三电平全桥单元、谐振电感Lr、隔直电容Cb1、Cb2和高频变压器T组成。其中，开关器件S11-S18，箝位二极管Dc1-Dc4，飞跨电容Css1-Css2以及均压电容C11-C12构成变压器原边的三电平全桥；开关器件S21-S28，箝位二极管Dc5-Dc8，飞跨电容Css3-Css4以及均压电容C21-C22构成变压器副边的三电平全桥。高频变压器原副边的匝数比为N：1，即是变换器匝数比，V1和V2分别为输入电压和输出电压，A、B为原边桥臂中点，C、D为副边桥臂中点，O1、O2为输入端和输出端分压电容的中点。移相控制三电平DAB变换器的通用电压电流波形如图2所示，其中vAB和vCD分别为变压器原副边的桥臂电压，iLr为流过谐振电感Lr的电流，设α为原边三电平全桥的内移相角(也为输入内移相角)，β为副边三电平全桥的内移相角(也为输出内移相角)，
Figure BDA0002684656750000071
为原副边对应开关器件之间的移相角(也为外移相角)，同时还定义vAB和vCD电压中点之间的移相角为
Figure BDA0002684656750000072
需要说明的是，开关器件可以为三极管，也可以为MOS管、IGBT器件等具有开关功能的其他电子开关管。
实施例一：
图3为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法的步骤流程图，图4为本发明实施例所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法的框架图。
如图3和图4所示，本发明实施例提供了一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法，包括以下步骤：
S1.根据双向变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算得到双向变换器的变压比；
S2.根据双向变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到双向变换器标幺化的传输功率；
S3.基于双向变换器处于最小电流应力状态下，根据变压比、变换器匝数比和传输功率计算得到双向变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节双向变换器的输出电压稳定输出，得到双向变换器的外移相角；
S4.将输入内移相角、输出内移相角和外移相角输入驱动生成模块控制双向变换器中开关器件的通断；
其中，在步骤S3中，计算双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002684656750000081
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
在本发明实施例的步骤S1中，主要求双向变换器的变压比，根据实时采集双向变换器的输入电压V1、输出电压V2，变压器原副边匝数比N，变压比k计算如下：
Figure BDA0002684656750000082
在本发明实施例的步骤S2中，主要是求双向变换器标幺化的传输功率标幺值p0。
需要说明的是，在双向变换器的稳态工况下，可实时采样获得变换器的输入电压V1、输出电压V2、输出电流I2，结合已知的双向变换器谐振电感Lr、开关频率fs，因此，计算双向变换器标幺化的传输功率的计算公式如下：
Figure BDA0002684656750000083
在本发明实施例的步骤S3中，主要是根据步骤S1和步骤S2计算得到的变压比k和传输功率p0，求解双向变换器谐振电感电流最小时对应的最优输出电压V1侧的输入内移相角α和最优输出电压V2侧的输出内移相角β。以及通过PI控制器控制输出电压V2稳定在参考指令电压Vref实现对外移相角
Figure BDA0002684656750000091
的调节，从而得到V2＝Vref情况下的外移相角
Figure BDA0002684656750000092
需要说明的是，采用PI控制器调节双向变换器的输出电压稳定输出具体包括：将输出电压与双向变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照外移相角调节控制，使得输出电压等于指令电压。具体地，将输出电压V2与指令电压Vref的差值经过PI控制器控制，实现输出电压等于指令电压使得双向变换器无静差的稳态输出电压。而PI控制器最终通过调节原副边对应开关器件之间的移相角
Figure BDA0002684656750000093
实现电压的稳定输出，根据PI控制器调节V2＝Vref可以得到外移相角
Figure BDA0002684656750000094
的数值。
在本发明实施例中，双向变换器在实际控制中，若固定传输功率，在此该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法控制方式下，移相角也相当于为固定值了。但是当双向变换器的输入输出电压比值发生变化，在相同的传输功率下，仍可以用上述求解的移相角实现最小谐振电感电流传输，为了同时保证输出电压的恒定，所以该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法直接利用PI控制器控制移相角
Figure BDA0002684656750000096
的输出，使得双向变换器维持输出电压无静差的前提下，同时实现双向变换器的谐振电感电流最小。
在本发明实施例的步骤S4中，主要是根据步骤S3计算得到的内外移相角α、β、
Figure BDA0002684656750000095
对双向变换器的所有开关器件进行驱动控制。根据计算得到的内外移相角对双向变换器的开关器件的控制能够改善双向变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大谐振电感电流和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的谐振电感电流，提高整个变换器的效率及性能。
需要说明的是，该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法根据采样双向变换器的电压电流计算得到最优移相角，实现谐振电感电流减小，提高双向变换器的性能，与常规的谐振电感电流控制算法，该方法无需复杂的模态分析及分区间范围判断，降低了控制芯片的计算量以及运算复杂度。在本实施例中，内外移相角α、β、
Figure BDA0002684656750000101
送入驱动生成模块2SP0320x2Ax型号的控制芯片中，实现对双向变换器开关器件驱动信号的控制输出，并最终实现双向变换器的优化控制。
本发明提供的一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法通过求解得到双向变换器在最小谐振电感电流下的输入内移相角、输出内移相角和外移相角对双向变换器进行控制运行，不仅能够改善双向变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大谐振电感电流和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的谐振电感电流，提高整个变换器的效率及性能，解决了现有DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式时变换器的电流应力大，增加变换器的损耗致使效率降低的技术问题。
在本发明的一个实施例中，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角具体步骤包括：
S31.获取所述双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量；
S32.采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述谐振电感电流基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
S33.根据约束条件对所述导数式进行求解，得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure BDA0002684656750000102
三个移相角的所述导数式为：
Figure BDA0002684656750000103
所述约束条件为：
Figure BDA0002684656750000111
式中，
Figure BDA0002684656750000112
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002684656750000113
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002684656750000114
为谐振电感电流基波分量，
Figure BDA0002684656750000115
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
以三电平DAB变换器作为双向变换器进行说明，在本发明实施例的步骤S31中，主要获取三电平DAB变换器传输功率和谐振电感电流标幺值的基波分量，因基波分量属于传输功率和谐振电感电流标幺值的一部分，而传输功率和谐振电感电流标幺值的表达式分别为：
Figure BDA0002684656750000116
Figure BDA0002684656750000117
Figure BDA0002684656750000118
Figure BDA0002684656750000119
式中，P为一个周期内的传输功率，Pbase为功率基准值，N为变压器的匝数比(即是变换器匝数比)，α为输入内移相角，β为输出内移相角，
Figure BDA00026846567500001110
为vAB和vCD电压中点之间的移相角，n为电感电流用各次谐波分量的叠加时谐波的阶次，V1、V2分别为输入电压和输出电压，A和B为计算中间量，ω为角频率，ILr_rms*为谐振电感电流有效值的标幺值，ILr_rms为谐振电感电流有效值，Ibase为电流基准值(由基准功率除以基准电压获得)。
因此，获取双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量具体为：
Figure BDA0002684656750000121
式中，
Figure BDA0002684656750000122
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002684656750000123
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002684656750000124
为谐振电感电流基波分量。
在本实施例中，步骤S3求解得到最优的内外移相角α、β、
Figure BDA0002684656750000125
可以得到谐振电感电流有效值的标幺值为：
Figure BDA0002684656750000126
由上述公式可知，根据给定的传输功率p0，可分别绘制常规控制方法和该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法下电感电流有效值随传输功率p0以及变压比k的变化曲线。具体如下：
图5为采用不同控制方法谐振电感电流有效值在不同功率和变压比时的理论分析结果图，图6为本发明实施例所述基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法采用不同控制方法回流功率在不同功率时的理论分析结果图，图7为本发明实施例所述基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法不同控制方式在相同功率和变压比的变换器稳态实验结果图，图8为本发明实施例所述基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法不同控制方式在不同变压比的变换器稳态实验结果图。
在本发明实施例中，在MATLAB/SIMULINK中搭建了三电平DAB变换器的控制模型，变换器的主电路参数如表1所示，仿真中模拟中压大容量的变换场合，输入电压V1设置为800V，闭环控制输出电压V2为600V，负载功率72kW。同时，为了说明该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法的有效性，进行了几组移相控制方法的控制效果对比，具体的控制方法及控制参数如表2所示，对比了几组移相控制方法与该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法的控制效果图，如图5至图8所示。
表1为变换器的主电路参数
主电路参数 符号 数值
分压电容 C11、C12、C21、C22 2.9mF
飞跨电容 Css1、Css2、Css3、Css4 4uF
谐振电感 Lr 65uH
隔直电容 Cb1、Cb2 150uF
变压器匝数比 N 1:1
开关频率 fs 10kHz
表2为采用控制方法的控制参数
控制策略 V<sub>1</sub>侧内移相角α V<sub>2</sub>侧内移相角β
单移相控制(SPS) 0 0
扩展移相控制1(EPS-1) π/3 0
扩展移相控制2(EPS-2) 0 π/3
双重移相控制(DPS) π/3 π/3
三重移相控制(TPS) π/4 π/3
本发明提出的控制(OPS) α β
由图5可知，(a)图为变压比k＝1/2时，不同移相控制方式下电感电流有效值随传输功率的变化曲线。随着传输功率的增加，所有控制方式下的谐振电感电流均增加，且在轻载时可更有效的减小谐振电感电流。(b)如所示为传输功率p0＝1/4时，不同控制方式下电感电流有效值随变压比的变化曲线，随着k的增加，电感电流逐渐减小，且k越远离1，最优控制效果更明显。
由图6可知，图6分别绘制了变压比为k＝1、k＝1/2、k＝1/4以及k＝1/5时不同控制方式下的回流功率随传输功率的变化曲线。在给定移相角的常规移相控制方式中，EPS-1控制在任一变压比k全功率范围内均具有最小的回流功率。明显地，电感电流有效值最小的OPS控制，当k＝1，如图6a所示，OPS控制时变换器的回流功率在宽范围内均高于传统移相控制，且总存在传统的移相控制下变换器的回流功率小于OPS控制的工作点。而随着的k减小，OPS控制减小电感电流的同时也减小了回流功率。且当k≤1/4，如图6c和d所示，OPS控制近似在全功率范围内均能实现回流功率的减小。实际中，如图6所示，可认为当k≤1/4时，OPS在全功率范围内减小电感电流有效值的同时，也减小了变换器的回流功率，双重角度降低变换器的导通损耗，提高变换器的效率。
由图7可知，输入电压V1设置为100-500V，输出电压V2为100V，负载功率P为2.5KW，变换器传输功率p0＝0.65，变压比k＝2/3时，输出电压V2闭环100V，输入电压V1＝150V时DPS控制(α＝0.1π)和该基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法所提OPS控制时的稳态波形。根据推算，DPS控制时谐振电感电流的峰峰值ΔiLr(pp)依次为64.5A，OPS控制时谐振电感电流峰峰值为61.9A，小于DPS控制时的电流应力，因此，在给定的传输功率和变压比下，OPS控制可减小变换器的电流应力，降低导通损耗，有助于提高变换器的效率。固定变压比的实验结果与图6的理论分析吻合。
由图8可知，给出了变压比k＝2/3和k＝1/5时的DPS控制和OPS控制的稳态对比。图8a1和图8a2为DPS控制不同变压比时的关键输出，谐振电感电流峰峰值ΔiLr(pp)随着变压比k从2/3变化到1/5时显著增加，如图中标注，当k＝1/5时，DPS控制时的ΔiLr(pp)＝230A。右侧OPS控制的谐振电感电流具有同样的变化趋势，也随着k的减小而增加，但当k＝1/5时，OPS控制时的ΔiLr(pp)＝195.6A，相较于DPS控制时的电流明显减小。因此，一方面，验证了DPS控制和OPS控制时，变压比越大，电流应力越小；另一方面，证明了OPS控制在任一变压比均可减小电流应力。图8中同样体现了DPS和OPS控制时的回流功率变化。当k＝2/3时，DPS控制Pc＝0.082kVA，而OPS控制时的Pc＝0.243kVA；当k＝1/5时，DPS控制Pc＝2.952kVA，而OPS控制时的Pc＝1.732kVA。可见，当k＝≤1/5时，OPS控制可在减小电流应力的同时减小变换器的回流功率。实验结果与图5、图6的分析吻合，验证了理论分析的正确性。
实施例二：
本发明实施例还提供一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制装置，包括变压比计算模块、传输功率计算模块、优化移相角计算模块和控制模块；
变压比计算模块，用于根据双向变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算双向变换器的变压比；
传输功率计算模块，用于根据双向变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到双向变换器标幺化的传输功率；
优化移相角计算模块，用于基于双向变换器处于最小电流应力状态下根据变压比、变换器匝数比和传输功率计算得到双向变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节双向变换器的输出电压稳定输出，得到双向变换器的外移相角；
控制模块，用于根据输入内移相角、输出内移相角和外移相角控制双向变换器中开关器件的通断；
其中，计算双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002684656750000152
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
在本发明实施例中，优化移相角计算模块包括获取功率基波分量子模块、求导计算子模块和移相角计算子模块；
获取功率基波分量子模块，用于获取双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量
求导计算子模块，用于采用拉格朗日乘数法建立基于传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量的拉格朗日方程，并对拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
移相角计算子模块，用于根据约束条件对导数式进行求解，得到双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，拉格朗日方程为：
Figure BDA0002684656750000151
三个移相角的导数式为：
Figure BDA0002684656750000161
约束条件为：
Figure BDA0002684656750000162
式中，
Figure BDA0002684656750000163
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002684656750000164
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002684656750000165
为谐振电感电流基波分量，
Figure BDA0002684656750000166
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
在本发明的实施例中，控制模块还用于将输出电压与双向变换器指令电压之间的差值经过PI控制器按照外移相角调节控制，使得输出电压等于指令电压。
在本发明的实施例中，控制模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片形成的驱动生成模块控制双向变换器中开关器件的通断。
需要说明的是，实施例二装置中的模块对应于实施例一方法中的步骤，实施例一方法的步骤已在实施例一中详细阐述了，在此实施例二中不再对装置的模块内容进行详细阐述。
实施例三：
本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，计算机存储介质用于存储计算机指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法。
实施例四：
本发明实施例提供了一种终端设备，包括处理器以及存储器；
存储器，用于存储程序代码，并将程序代码传输给处理器；
处理器，用于根据程序代码中的指令执行上述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法。
需要说明的是，处理器用于根据所程序代码中的指令执行上述的一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法实施例中的步骤。或者，处理器执行计算机程序时实现上述各系统/装置实施例中各模块/单元的功能。
示例性的，计算机程序可以被分割成一个或多个模块/单元，一个或者多个模块/单元被存储在存储器中，并由处理器执行，以完成本申请。一个或多个模块/单元可以是能够完成特定功能的一系列计算机程序指令段，该指令段用于描述计算机程序在终端设备中的执行过程。
终端设备可以是桌上型计算机、笔记本、掌上电脑及云端服务器等计算设备。终端设备可包括，但不仅限于，处理器、存储器。本领域技术人员可以理解，并不构成对终端设备的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件，例如终端设备还可以包括输入输出设备、网络接入设备、总线等。
所称处理器可以是中央处理单元(Central Processing Unit，CPU)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现成可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
存储器可以是终端设备的内部存储单元，例如终端设备的硬盘或内存。存储器也可以是终端设备的外部存储设备，例如终端设备上配备的插接式硬盘，智能存储卡(SmartMedia Card，SMC)，安全数字(Secure Digital，SD)卡，闪存卡(Flash Card)等。进一步地，存储器还可以既包括终端设备的内部存储单元也包括外部存储设备。存储器用于存储计算机程序以及终端设备所需的其他程序和数据。存储器还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1.根据双向变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算得到双向变换器的变压比；
S2.根据所述双向变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述双向变换器标幺化的传输功率；
S3.基于所述双向变换器处于最小电流应力状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述双向变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述双向变换器的外移相角；
S4.将所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角输入驱动生成模块控制所述双向变换器中开关器件的通断；
其中，在步骤S3中，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure FDA0002684656740000011
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
2.根据权利要求1所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法，其特征在于，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角具体步骤包括：
S31.获取所述双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量；
S32.采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述谐振电感电流基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
S33.根据约束条件对所述导数式进行求解，得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure FDA0002684656740000021
三个移相角的所述导数式为：
Figure FDA0002684656740000022
所述约束条件为：
Figure FDA0002684656740000023
式中，
Figure FDA0002684656740000024
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure FDA0002684656740000025
为传输功率基波分量，
Figure FDA0002684656740000026
为谐振电感电流基波分量，
Figure FDA0002684656740000027
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
3.根据权利要求1所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法，其特征在于，在步骤S3中，采用PI控制器调节所述双向变换器的所述输出电压稳定输出具体包括：将所述输出电压与所述双向变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
4.根据权利要求1所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法，其特征在于，所述驱动生成模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片控制所述双向变换器中开关器件的通断。
5.一种基于最小电流应力的双向变换器优化控制装置，包括变压比计算模块和传输功率计算模块，其特征在于，还包括优化移相角计算模块和控制模块；
所述变压比计算模块，用于根据双向变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算所述双向变换器的变压比；
所述传输功率计算模块，用于根据所述双向变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述双向变换器标幺化的传输功率；
所述优化移相角计算模块，用于基于所述双向变换器处于最小电流应力状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述双向变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述双向变换器的外移相角；
所述控制模块，用于根据所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角控制所述双向变换器中开关器件的通断；
其中，计算所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure FDA0002684656740000031
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
6.根据权利要求5所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制装置，其特征在于，所述优化移相角计算模块包括获取功率基波分量子模块、求导计算子模块和移相角计算子模块；
所述获取功率基波分量子模块，用于获取所述双向变换器标幺值的传输功率基波分量和谐振电感电流基波分量；
所述求导计算子模块，用于采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述谐振电感电流基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
所述移相角计算子模块，用于根据约束条件对所述导数式进行求解，得到所述双向变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure FDA0002684656740000032
三个移相角的所述导数式为：
Figure FDA0002684656740000041
所述约束条件为：
Figure FDA0002684656740000042
式中，
Figure FDA0002684656740000043
为双向变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure FDA0002684656740000044
为传输功率基波分量，
Figure FDA0002684656740000045
为谐振电感电流基波分量，
Figure FDA0002684656740000046
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
7.根据权利要求5所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制装置，其特征在于，所述控制模块还用于将所述输出电压与所述双向变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
8.根据权利要求5所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制装置，其特征在于，所述控制模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片形成的驱动生成模块控制所述双向变换器中开关器件的通断。
9.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质用于存储计算机指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求1-4任意一项所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法。
10.一种终端设备，其特征在于，包括处理器以及存储器；
所述存储器，用于存储程序代码，并将所述程序代码传输给所述处理器；
所述处理器，用于根据所述程序代码中的指令执行如权利要求1-4任意一项所述的基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法。
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