CN112054696A - 基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置 - Google Patents

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CN112054696A CN202010974495.3A CN202010974495A CN112054696A CN 112054696 A CN112054696 A CN 112054696A CN 202010974495 A CN202010974495 A CN 202010974495A CN 112054696 A CN112054696 A CN 112054696A
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Abstract

本发明实施例涉及一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置，通过求解得到多电平变换器在最小回流功率下的输入内移相角、输出内移相角和外移相角对多电平变换器进行控制运行，不仅能够改善多电平变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大回流功率和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的回流功率，提高整个变换器的效率及性能，解决了现有三电平DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式会产生较大的回流功率，导致系统损耗增加，效率降低的技术问题。

Description

基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，尤其涉及一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置。
背景技术
随着直流输电技术的快速发展，作为高压输电和低压直流配电网的中间环节，中压直流配网受到越来越多的关注。在中压直流配电网中，需要采用高频隔离双向直流变换器作为互联装置，用于实现电气隔离、电压变换以及功率的双向流动。
DAB变换器具有高功率密度、能实现功率的双向传输，易于实现软开关和模块化等特点，被广泛应用于双向隔离变换领域。近年来，关于DAB变换器的性能优化，不管是对DAB变换器中的软开关范围的扩展，还对DAB变换器中的电流应力的减小以及回流功率的减小进行优化，在优化过程中主要是基于DAB变换器的线性建立分段时域模型，这个分段时域模型能够准确的界定各个工作模态的边界条件，求解各个工作模式下的系统传输功率、回流功率。当DAB变换器的控制策略或者控制自由度发生变化时，变换器的分段时域模型也将随之变化，而针对特定控制策略建立的分段时域模型将不再适用，并且随着DAB变换器可控自由度数量的增加，分段时域模型在不同分段的时域分析过程将更复杂。因此现有对求解DAB变换器在工作模式下的回流功率、传输功率优化方式存在系统复杂且适用性差。
发明内容
本发明实施例提供了一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置，用于解决现有三电平DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式会产生较大的回流功率，导致系统损耗增加，效率降低的技术问题。
为了实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：
一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法，包括以下步骤：
S1.获取多电平变换器的变压比；
S2.根据所述多电平变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述多电平变换器标幺化的传输功率；
S3.在所述多电平变换器处于最小回流功率状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述多电平变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述多电平变换器的外移相角；
S4.将所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角输入驱动生成模块控制所述多电平变换器中开关器件的通断；
其中，在步骤S3中，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002685296790000021
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
优选地，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角具体步骤包括：
S31.获取所述多电平变换器标幺值的传输功率基波分量和回流功率基波分量；
S32.采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述回流功率基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
S33.根据限制条件对所述导数式进行求解，得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure BDA0002685296790000022
三个移相角的所述导数式为：
Figure BDA0002685296790000031
所述限制条件为：
Figure BDA0002685296790000032
式中，
Figure BDA0002685296790000033
为多电平变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002685296790000034
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000035
为回流功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000036
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
优选地，在步骤S3中，采用PI控制器调节所述多电平变换器的所述输出电压稳定输出具体包括：将所述输出电压与所述多电平变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
优选地，所述驱动生成模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片控制所述多电平变换器中开关器件的通断。
本发明还提供一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制装置，包括变压比计算模块和传输功率计算模块，还包括优化移相角计算模块和控制模块；
所述变压比计算模块，用于根据多电平变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算所述多电平变换器的变压比；
所述传输功率计算模块，用于根据所述多电平变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述多电平变换器标幺化的传输功率；
所述优化移相角计算模块，用于在所述多电平变换器处于最小回流功率状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述多电平变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述多电平变换器的外移相角；
所述控制模块，用于根据所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角控制所述多电平变换器中开关器件的通断；
其中，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002685296790000041
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
优选地，所述优化移相角计算模块包括获取功率基波分量子模块、求导计算子模块和移相角计算子模块；
所述获取功率基波分量子模块，用于获取所述多电平变换器标幺值的传输功率基波分量和回流功率基波分量
所述求导计算子模块，用于采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述回流功率基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
所述移相角计算子模块，用于根据限制条件对所述导数式进行求解，得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure BDA0002685296790000042
三个移相角的所述导数式为：
Figure BDA0002685296790000043
所述限制条件为：
Figure BDA0002685296790000044
式中，
Figure BDA0002685296790000045
为多电平变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002685296790000051
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000052
为回流功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000053
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
优选地，所述控制模块还用于将所述输出电压与所述多电平变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
优选地，所述控制模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片形成的驱动生成模块控制所述多电平变换器中开关器件的通断。
本发明还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机存储介质用于存储计算机指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法。
本发明还提供一种终端设备，包括处理器以及存储器；
所述存储器，用于存储程序代码，并将所述程序代码传输给所述处理器；
所述处理器，用于根据所述程序代码中的指令执行上述所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法。
从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：该基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置通过求解得到多电平变换器在最小回流功率下的输入内移相角、输出内移相角和外移相角对多电平变换器进行控制运行，不仅能够改善多电平变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大回流功率和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的回流功率，提高整个变换器的效率及性能，解决了现有三电平DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式会产生较大的回流功率，导致系统损耗增加，效率降低的技术问题。
基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法根据采样多电平变换器的电压电流计算得到最优移相角，实现回流功率减小，提高多电平变换器的性能，与常规的回流功率控制算法，该方法无需复杂的模态分析及分区间范围判断，降低了控制芯片的计算量以及运算复杂度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电路原理图。
图2为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电压电流波形图。
图3为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法的步骤流程图。
图4为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法的框架图。
图5为在相同功率条件不同移相控制方式时的稳态仿真结果图。
图6为本发明实施例所述基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法在不同功率和变压比时的仿真结果图。
图7为本发明实施例所述基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法在不同控制方式的电流有效值仿真结果图。
具体实施方式
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
目前为了降低应用于中高压场合电力电子变压器中的双有源全桥(Dual ActiveBridge，DAB)变换器中开关器件的电压应力，将三电平拓扑引入到DAB变换器中构成的三电平DAB变换器，该三电平DAB变换器同时具有多电平变换器和DAB变换器的优势，控制更灵活，具有广阔的研究前景。但是多电平DAB变换器增加了控制自由度数量，相同的控制策略下，较传统DAB变换器具有更高的控制灵活性。多电平DAB变换器在相同电压和功率等级下，可使用性能更优的低电压开关器件，提高系统效率，在如城市轨道交通、高速化电气铁路以及舰船等中大功率直流配电系统中将具有不可估量的发展前景。
由此，本申请实施例提供了一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置能够实现三电平DAB变换器在各个工作状态时的回流功率最小，并能提高系统效率，用于解决了现有三电平DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式会产生较大的回流功率，导致系统损耗增加，效率降低的技术问题。在本实施例中，多电平变换器是以三电平DAB变换器作为案例进行说明。
图1为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电路原理图，图2为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法中三电平DAB变换器的电压电流波形图。
如图1所示，三电平DAB变换器包括由两个带箝位二极管和飞跨电容的三电平全桥单元、谐振电感Lr、隔直电容Cb1、Cb2和高频变压器T组成。其中，开关器件S11-S18，箝位二极管Dc1-Dc4，飞跨电容Css1-Css2以及均压电容C11-C12构成变压器原边的三电平全桥；开关器件S21-S28，箝位二极管Dc5-Dc8，飞跨电容Css3-Css4以及均压电容C21-C22构成变压器副边的三电平全桥。高频变压器原副边的匝数比为N：1，即是变换器匝数比，V1和V2分别为输入电压和输出电压，A、B为原边桥臂中点，C、D为副边桥臂中点，O1、O2为输入端和输出端分压电容的中点。移相控制三电平DAB变换器的通用电压电流波形如图2所示，其中vAB和vCD分别为变压器原副边的桥臂电压，iLr为流过谐振电感Lr的电流，设α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，
Figure BDA0002685296790000071
为原副边对应开关器件之间的移相角，同时还定义vAB和vCD电压中点之间的移相角为
Figure BDA0002685296790000072
需要说明的是，开关器件可以为三极管，也可以为MOS管、IGBT器件等具有开关功能的其他电子开关管。
实施例一：
图3为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法的步骤流程图，图4为本发明实施例所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法的框架图。
如图3和图4所示，本发明实施例提供了一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法，包括以下步骤：
S1.获取多电平变换器的变压比；
S2.根据多电平变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到多电平变换器标幺化的传输功率；
S3.在多电平变换器处于最小回流功率状态下，根据变压比、变换器匝数比和传输功率计算得到多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节多电平变换器的输出电压稳定输出，得到多电平变换器的外移相角；
S4.将输入内移相角、输出内移相角和外移相角输入驱动生成模块控制多电平变换器中开关器件的通断；
其中，在步骤S3中，计算多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002685296790000081
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
在本发明实施例的步骤S1中，主要求多电平变换器的变压比，根据实时采集多电平变换器的输入电压V1、输出电压V2，变压器原副边匝数比N，变压比k计算如下：
Figure BDA0002685296790000082
在本发明实施例的步骤S2中，主要是求多电平变换器标幺化的传输功率标幺值p0。
需要说明的是，在多电平变换器的稳态工况下，可实时采样获得变换器的输入电压V1、输出电压V2、输出电流I2，结合已知的多电平变换器谐振电感Lr、开关频率fs，因此，计算多电平变换器标幺化的传输功率的计算公式如下：
Figure BDA0002685296790000091
在本发明实施例的步骤S3中，主要是根据步骤S1和步骤S2计算得到的变压比k和传输功率p0，求解多电平变换器回流功率最小时对应的最优输出电压V1侧的输入内移相角α和最优输出电压V2侧的输出内移相角β。以及通过PI控制器控制输出电压V2稳定在参考指令电压Vref实现对外移相角
Figure BDA0002685296790000092
的调节，从而得到V2＝Vref情况下的外移相角
Figure BDA0002685296790000093
需要说明的是，采用PI控制器调节多电平变换器的输出电压稳定输出具体包括：将输出电压与多电平变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照外移相角调节控制，使得输出电压等于指令电压。具体地，将输出电压V2与指令电压Vref的差值经过PI控制器控制，实现输出电压等于指令电压使得多电平变换器无静差的稳态输出电压。而PI控制器最终通过调节原副边对应开关器件之间的移相角
Figure BDA0002685296790000094
实现电压的稳定输出，根据PI控制器调节V2＝Vref可以得到外移相角
Figure BDA0002685296790000095
的数值。
在本发明实施例中，多电平变换器在实际控制中，若固定传输功率，在此该基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法控制方式下，移相角也相当于为固定值了。但是当多电平变换器的输入输出电压比值发生变化，在相同的传输功率下，仍可以用上述求解的移相角实现最小回流功率传输，为了同时保证输出电压的恒定，所以该基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法直接利用PI控制器控制移相角
Figure BDA0002685296790000096
的输出，使得多电平变换器维持输出电压无静差的前提下，同时实现多电平变换器的回流功率最小。
在本发明实施例的步骤S4中，主要是根据步骤S3计算得到的内外移相角α、β、
Figure BDA0002685296790000097
对多电平变换器的所有开关器件进行驱动控制。根据计算得到的内外移相角对多电平变换器的开关器件的控制能够改善多电平变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大回流功率和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的回流功率，提高整个变换器的效率及性能。
需要说明的是，该基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法根据采样多电平变换器的电压电流计算得到最优移相角，实现回流功率减小，提高多电平变换器的性能，与常规的回流功率控制算法，该方法无需复杂的模态分析及分区间范围判断，降低了控制芯片的计算量以及运算复杂度。在本实施例中，内外移相角α、β、
Figure BDA0002685296790000102
送入驱动生成模块2SP0320x2Ax型号的控制芯片中，实现对多电平变换器开关器件驱动信号的控制输出，并最终实现多电平变换器的优化控制。
本发明提供的一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法通过求解得到多电平变换器在最小回流功率下的输入内移相角、输出内移相角和外移相角对多电平变换器进行控制运行，不仅能够改善多电平变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大回流功率和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的回流功率，提高整个变换器的效率及性能，解决了现有三电平DAB变换器在电压不匹配运行工况下，采用传统移相控制方式会产生较大的回流功率，导致系统损耗增加，效率降低的技术问题。
在本发明的一个实施例中，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角具体步骤包括：
S31.获取所述多电平变换器标幺值的传输功率基波分量和回流功率基波分量；
S32.采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述回流功率基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
S33.根据限制条件对所述导数式进行求解，得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure BDA0002685296790000101
三个移相角的所述导数式为：
Figure BDA0002685296790000111
所述限制条件为：
Figure BDA0002685296790000112
式中，
Figure BDA0002685296790000119
为多电平变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002685296790000113
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000114
为回流功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000115
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
以三电平DAB变换器作为多电平变换器进行说明，在本发明实施例的步骤S31中，主要获取三电平DAB变换器传输功率和回流功率标幺值的基波分量，因基波分量属于传输功率和回流功率标幺值的一部分，而传输功率和回流功率标幺值的表达式分别为：
Figure BDA0002685296790000116
Figure BDA0002685296790000117
Figure BDA0002685296790000118
式中，P为一个周期内的传输功率，Pbase为功率基准值，N为变压器的匝数比(即是变换器匝数比)，α为输入内移相角，β为输出内移相角，
Figure BDA00026852967900001110
为vAB和vCD电压中点之间的移相角，m和n分别代表求解功率时电压和电流高频谐波表达式的阶次，Q为回流功率，Qm＝n*为电压和电流阶次一致时产生的回流功率标幺值，Qm≠n*为电压和电流阶次不一致时产生的回流功率标幺值，m为电压的阶次，n为电流的阶次，V1、V2分别为输入电压和输出电压，A和B为计算中间量。
图5为在相同功率条件不同移相控制方式时的稳态仿真结果图，图6为本发明实施例所述基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法在不同功率和变压比时的仿真结果图，图7为本发明实施例所述基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法在不同控制方式的电流有效值仿真结果图。
在本发明实施例中，在MATLAB/SIMULINK中搭建了三电平DAB变换器的控制模型，变换器的主电路参数如表1所示，仿真中模拟中压大容量的变换场合，输入电压V1设置为800V，闭环控制输出电压V2为600V，负载功率72kW。同时，为了说明该基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法的有效性，进行了几组移相控制方法的控制效果对比，具体的控制方法及控制参数如表2所示，采用该基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法得到三电平DAB变换器稳态波形图，如图5至图7所示。
表1为变换器的主电路参数
主电路参数 符号 数值
分压电容 C11、C12、C21、C22 2.9mF
飞跨电容 Css1、Css2、Css3、Css4 4uF
谐振电感 Lr 65uH
隔直电容 Cb1、Cb2 150uF
变压器匝数比 N 1:1
开关频率 fs 10kHz
表2为采用控制方法的控制参数
Figure BDA0002685296790000121
Figure BDA0002685296790000131
由图5可知，每幅图中从上到下依次为原边桥臂电压vAB、副边桥臂电压vCD、传输电感电流iLr以及瞬时输入功率pin。由于每种移相控制方式下内移相角比例的不同，原副边的桥臂电压也存在一定的差异，进一步影响电感电流的变化趋势，并最终体现在瞬时输入功率的变化上。瞬时输入功率曲线小于零的部分与横轴围成的面积体现了变换器回流功率的大小。以图5(a)的SPS控制和图5(b)的EPS-1控制为例分析，EPS-1控制的原边内移相角比SPS控制时大，而副边的内移相角两种控制方式一致。首先，EPS-1控制原边桥臂电压有一段时间为零电平，对应时间瞬时输入功率为零，而相应SPS控制该时间段瞬时功率小于零，此时变换器有回流功率，故EPS-1控制时的回流功率相对较小；同样地，图5(c)EPS-2控制和图4(d)DPS控制方式下，因为DPS控制时的α更大，所以回流功率(DPS)<回流功率(EPS-2)。那么随着α的进一步增大，如图5(e)的TPS控制(α＝0.2π)，相同负载条件下，回流功率的变化规律为回流功率(TPS)<回流功率(DPS)<回流功率(EPS-2)。本发明所提基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法下的稳态波形如图5(f)所示，明显地，与图5(a)～图5(e)五种移相控制方案相比，所提控制方法下变换器具有最小的回流功率。
由图6可知，左侧图6(a1)～图6(c1)为相同变压比k(＝3/4)时不同负载条件下的稳态波形图，从上到下负载依次为R＝5Ω(P＝72kW)、R＝16/3Ω(P＝67.5kW)、R＝6Ω(P＝60kW)。当P＝72kW时，图6(a1)中瞬时功率曲线小于零的部分，随着P的减小，当P＝60kW时，图6(c1)中变换器的回流功率近似为零。说明，随着负载功率的减小，所提基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法下的原边内移相角逐渐增加，变换器的回流功率逐渐减小，即输出功率越小，变换器的回流功率越小。同理，可分析不同变压比时优化控制策略下变换器的回流功率变化。图6(a2)～图6(c2)所示为相同传输功率p0(＝P/Pbase)时变压比依次为k＝3/4(Vo＝600V)、k＝1/2(Vo＝400V)和k＝1/4(Vo＝200V)的稳态波形。当变压器输入和输出电压越不匹配时，即变压比k越小时，加载在传输电感两端的电压更大，根据基尔霍夫电压定律，此时流过传输电感的电流绝对值也更大，因此相同的输入电压，电压越不匹配，变换器的回流功率越大。所以，图6(a2)所示工况下，回流功率最小，图6(c2)所示工况下回流功率最大。
由图7可知，输入电压Vin＝800V，输出电压Vo＝200V，功率P＝24kW，图7(a)～图7(d)分别对应SPS控制、EPS-1控制且原边内移相角α＝0.1π、EPS-1控制且原边内移相角α＝0.2π、以及本发明所提基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法控制。首先，在四种控制方式下，随着原边内移相角的增加，3L-DAB变换器系统的回流功率逐渐减小，SPS控制时最大，本发明所提基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法控制时最小。同时，电感电流最大值随着原边内移相角的增加而减小，SPS控制时最大，本发明所提基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法控制时最小。根据记录的数据，图7(a)所示SPS控制时电流有效值ILr_rms＝155.6A，图7(b)所示EPS-1控制时电流有效值ILr_rms＝149.9A，图7(c)所示EPS-1控制时电流有效值ILr_rms＝143.6A，图7(d)所示本发明所提控制时电流有效值ILr_rms＝128.4A，可见，本发明所提基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法控制在给定工况下，减小回流功率的同时也减小了变换器的电流应力。
实施例二：
本发明实施例还提供一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制装置，包括变压比计算模块、传输功率计算模块、优化移相角计算模块和控制模块；
变压比计算模块，用于根据多电平变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算多电平变换器的变压比；
传输功率计算模块，用于根据多电平变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到多电平变换器标幺化的传输功率；
优化移相角计算模块，用于在多电平变换器处于最小回流功率状态下，根据变压比、变换器匝数比和传输功率计算得到多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节多电平变换器的输出电压稳定输出，得到多电平变换器的外移相角；
控制模块，用于根据输入内移相角、输出内移相角和外移相角控制多电平变换器中开关器件的通断；
其中，计算多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure BDA0002685296790000151
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
在本发明实施例中，优化移相角计算模块包括获取功率基波分量子模块、求导计算子模块和移相角计算子模块；
获取功率基波分量子模块，用于获取多电平变换器标幺值的传输功率基波分量和回流功率基波分量
求导计算子模块，用于采用拉格朗日乘数法建立基于传输功率基波分量和回流功率基波分量的拉格朗日方程，并对拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
移相角计算子模块，用于根据限制条件对导数式进行求解，得到多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，拉格朗日方程为：
Figure BDA0002685296790000152
三个移相角的导数式为：
Figure BDA0002685296790000153
限制条件为：
Figure BDA0002685296790000154
式中，
Figure BDA0002685296790000155
为多电平变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure BDA0002685296790000161
为传输功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000162
为回流功率基波分量，
Figure BDA0002685296790000163
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
在本发明的实施例中，控制模块还用于将输出电压与多电平变换器指令电压之间的差值经过PI控制器按照外移相角调节控制，使得输出电压等于指令电压。
在本发明的实施例中，控制模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片形成的驱动生成模块控制多电平变换器中开关器件的通断。
需要说明的是，实施例二装置中的模块对应于实施例一方法中的步骤，实施例一方法的步骤已在实施例一中详细阐述了，在此实施例二中不再对装置的模块内容进行详细阐述。
实施例三：
本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，计算机存储介质用于存储计算机指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法。
实施例四：
本发明实施例提供了一种终端设备，包括处理器以及存储器；
存储器，用于存储程序代码，并将程序代码传输给处理器；
处理器，用于根据程序代码中的指令执行上述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法。
需要说明的是，处理器用于根据所程序代码中的指令执行上述的一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法实施例中的步骤。或者，处理器执行计算机程序时实现上述各系统/装置实施例中各模块/单元的功能。
示例性的，计算机程序可以被分割成一个或多个模块/单元，一个或者多个模块/单元被存储在存储器中，并由处理器执行，以完成本申请。一个或多个模块/单元可以是能够完成特定功能的一系列计算机程序指令段，该指令段用于描述计算机程序在终端设备中的执行过程。
终端设备可以是桌上型计算机、笔记本、掌上电脑及云端服务器等计算设备。终端设备可包括，但不仅限于，处理器、存储器。本领域技术人员可以理解，并不构成对终端设备的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件，例如终端设备还可以包括输入输出设备、网络接入设备、总线等。
所称处理器可以是中央处理单元(Central Processing Unit，CPU)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现成可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
存储器可以是终端设备的内部存储单元，例如终端设备的硬盘或内存。存储器也可以是终端设备的外部存储设备，例如终端设备上配备的插接式硬盘，智能存储卡(SmartMedia Card，SMC)，安全数字(Secure Digital，SD)卡，闪存卡(Flash Card)等。进一步地，存储器还可以既包括终端设备的内部存储单元也包括外部存储设备。存储器用于存储计算机程序以及终端设备所需的其他程序和数据。存储器还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1.获取多电平变换器的变压比；
S2.根据所述多电平变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述多电平变换器标幺化的传输功率；
S3.在所述多电平变换器处于最小回流功率状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述多电平变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述多电平变换器的外移相角；
S4.将所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角输入驱动生成模块控制所述多电平变换器中开关器件的通断；
其中，在步骤S3中，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure FDA0002685296780000011
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
2.根据权利要求1所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法，其特征在于，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角具体步骤包括：
S31.获取所述多电平变换器标幺值的传输功率基波分量和回流功率基波分量；
S32.采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述回流功率基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
S33.根据限制条件对所述导数式进行求解，得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure FDA0002685296780000021
三个移相角的所述导数式为：
Figure FDA0002685296780000022
所述限制条件为：
Figure FDA0002685296780000023
式中，
Figure FDA0002685296780000024
为多电平变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure FDA0002685296780000025
为传输功率基波分量，
Figure FDA0002685296780000026
为回流功率基波分量，
Figure FDA0002685296780000027
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
3.根据权利要求1所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法，其特征在于，在步骤S3中，采用PI控制器调节所述多电平变换器的所述输出电压稳定输出具体包括：将所述输出电压与所述多电平变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
4.根据权利要求1所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法，其特征在于，所述驱动生成模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片控制所述多电平变换器中开关器件的通断。
5.一种基于最小回流功率的多电平变换器优化控制装置，包括变压比计算模块和传输功率计算模块，其特征在于，还包括优化移相角计算模块和控制模块；
所述变压比计算模块，用于根据多电平变换器的输入电压、输出电压和变换器匝数比计算所述多电平变换器的变压比；
所述传输功率计算模块，用于根据所述多电平变换器的输入电压、输出电压、输出电流、谐振电感、变换器匝数比、开关频率计算得到所述多电平变换器标幺化的传输功率；
所述优化移相角计算模块，用于在所述多电平变换器处于最小回流功率状态下，根据所述变压比、所述变换器匝数比和所述传输功率计算得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角；以及采用PI控制器调节所述多电平变换器的所述输出电压稳定输出，得到所述多电平变换器的外移相角；
所述控制模块，用于根据所述输入内移相角、所述输出内移相角和所述外移相角控制所述多电平变换器中开关器件的通断；
其中，计算所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式为：
Figure FDA0002685296780000031
式中，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比。
6.根据权利要求5所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制装置，其特征在于，所述优化移相角计算模块包括获取功率基波分量子模块、求导计算子模块和移相角计算子模块；
所述获取功率基波分量子模块，用于获取所述多电平变换器标幺值的传输功率基波分量和回流功率基波分量
所述求导计算子模块，用于采用拉格朗日乘数法建立基于所述传输功率基波分量和所述回流功率基波分量的拉格朗日方程，并对所述拉格朗日方程中的三个移相角进行求偏导数，得到三个移相角的导数式；
所述移相角计算子模块，用于根据限制条件对所述导数式进行求解，得到所述多电平变换器的输入内移相角和输出内移相角的公式；
其中，所述拉格朗日方程为：
Figure FDA0002685296780000032
三个移相角的所述导数式为：
Figure FDA0002685296780000041
所述限制条件为：
Figure FDA0002685296780000042
式中，
Figure FDA0002685296780000043
为多电平变换器输入端与输出端电压中点之间的移相角，α为输入内移相角，β为输出内移相角，k为变压比，p0为传输功率，N为变换器匝数比，
Figure FDA0002685296780000044
为传输功率基波分量，
Figure FDA0002685296780000045
为回流功率基波分量，
Figure FDA0002685296780000046
为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
7.根据权利要求5所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制装置，其特征在于，所述控制模块还用于将所述输出电压与所述多电平变换器指令电压之间的差值经过所述PI控制器按照所述外移相角调节控制，使得所述输出电压等于所述指令电压。
8.根据权利要求5所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制装置，其特征在于，所述控制模块采用2SP0320x2Ax型号的控制芯片形成的驱动生成模块控制所述多电平变换器中开关器件的通断。
9.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质用于存储计算机指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求1-4任意一项所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法。
10.一种终端设备，其特征在于，包括处理器以及存储器；
所述存储器，用于存储程序代码，并将所述程序代码传输给所述处理器；
所述处理器，用于根据所述程序代码中的指令执行如权利要求1-4任意一项所述的基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法。
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