CN108540042B - 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法 - Google Patents

空间矢量脉冲宽度幅值调制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108540042B
CN108540042B CN201810347549.6A CN201810347549A CN108540042B CN 108540042 B CN108540042 B CN 108540042B CN 201810347549 A CN201810347549 A CN 201810347549A CN 108540042 B CN108540042 B CN 108540042B
Authority
CN
China
Prior art keywords
vector
state
switch
sector
sectors
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201810347549.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108540042A (zh
Inventor
刘平
尹书虎
赵鋆
罗德荣
黄守道
朱伟进
王涛
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hunan Vicruns Electric Technology Co ltd
Hunan University
Original Assignee
Hunan Vicruns Electric Technology Co ltd
Hunan University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hunan Vicruns Electric Technology Co ltd, Hunan University filed Critical Hunan Vicruns Electric Technology Co ltd
Priority to CN201810347549.6A priority Critical patent/CN108540042B/zh
Publication of CN108540042A publication Critical patent/CN108540042A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108540042B publication Critical patent/CN108540042B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明提供一种空间矢量脉冲宽度幅值调制方法。该方法包括，确定用于驱动电机的三相输出电流；依据该三相输出电流，确定参考矢量与多个扇区之间的对应关系；计算该参考矢量处于对应扇区时的多个有效状态时间；确定该多个扇区的开关动作状态；依据该多个扇区的该多个有效状态时间和该多个扇区的该开关动作状态，进行载波调制；依据该载波调制结果，产生触发脉冲信号。本发明提供的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，可使得逆变器具有较高的性能。

Description

空间矢量脉冲宽度幅值调制方法
技术领域
本发明涉及一种电源变换方法，更具体而言，本发明涉及一种用于逆变器的空间矢量脉冲宽度幅值调制(Space Vector Pulse Width Amplitude Modulation，SVPWAM)方法。
背景技术
目前纯电动汽车和混合动力汽车需要采用逆变器最为其电驱动功率变换单元。常见的逆变器为电压源型逆变器(VSI)和电流源型逆变器(CSI)。然而，普通的电压源型逆变器和电流源型逆变器都存在不具有同时升降压及能量回馈的缺点，其不能满足电动汽车对于驱动系统高性能、高密度和高可靠性等方面的要求。
为克服上述缺点，近年来提出了Z源逆变器的概念，并在此基础上衍化出了很多新型的拓扑结构。其中，电流源型Trans-Z源逆变器是一种具有代表性的z源逆变器，其不仅继承了传统的电压源型逆变器的优点，还具有升-降压的能力，并能够实现能量的双向流动，是一种有竞争力的电动汽车高性能驱动器。
针对此种电流源型Trans-Z源逆变器来说，主要存在两种调制方法。即，载波-调制波的脉冲宽度调制(PWM)方法和空间矢量脉宽调制(SVPWM)方法。其中，相对于PWM调制，空间矢量脉宽调制具有输入电流利用率高，开关损耗小，总谐波畸变率低等优点。
尽管存在上述优点，但是在关于电流源型Trans-Z源逆变器的空间矢量脉宽调制方法作为电动汽车驱动时，仍然存在一些问题。例如，如何处理由于Z网络的特性引入了额外的开路状态，如何准确地描述电流源型Trans-Z源逆变器的开关状态，如何在降低开关动作次数、降低了逆变器的开关损耗和谐波含量的前提下，得到高质量的输出波形。
因此，需要提出一种空间矢量脉冲宽度幅值调制方法。
发明内容
本发明提供一种空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，能够解决现有技术中的问题，以使得逆变器具有较高的性能。
本发明一方面提供了一种空间矢量脉冲宽度幅值调制方法。该方法包括，确定用于驱动电机的三相输出电流；依据该三相输出电流，确定参考矢量与多个扇区之间的对应关系；计算该参考矢量处于对应扇区时的多个有效状态时间；确定该多个扇区的开关状态，其中，选择开路零矢量并确定该开路零矢量位于该扇区的开关状态中的顺序，以使得每次状态切换时仅存在一个开关切换动作；依据该多个扇区的该多个有效状态时间和该多个扇区的该开关状态，进行载波调制；依据该载波调制结果，产生触发脉冲信号。
本发明的有益效果是：能使得逆变器具有较高的性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1是基于三相电流源型Trans-Z源逆变器的电动汽车驱动系统的示意图。
图2为电流源型逆变器的SVPWM的空间矢量扇区图。
图3为根据本发明实施方式的电流源型逆变器的空间矢量脉冲宽度幅值调制(SVPWM)方法的流程图。
图4为根据本发明实施方式的电流源型逆变器的空间矢量脉冲宽度幅值调制的载波调制的示意图。
图5A为未插入开路零矢量的情况下的SVPWAM调制下各扇区对应的逆变器桥的各开关动作的示意图。
图5B为插入开路零矢量的情况下的SVPWAM调制下各扇区对应的逆变器桥的各开关动作的示意图。
图6A为根据本发明一实施方式的数值N不同取值的示意图。
图6B为与图6A中数值N对应的开关S1的开关状态的波形图。
图7A为根据本发明实施方式的Trans准Z源逆变器的未经滤波的单位周期内的a相输出电流的波形图。
图7B为根据本发明实施方式的Trans准Z源逆变器的未经滤波的单位周期内的母线电流的波形图。
图8A为根据本发明实施方式的Trans准Z源逆变器的滤波后的a相输出线电流的波形图。
图8B为根据本发明实施方式的滤波后的三相输出线电流FFT分析的仿真结果的示意图。
图9A为未对开路占空比Dop进行调整时的a相输出线电流的波形图。
图9B为未对开路占空比Dop进行调整时三相输出线电流快速傅氏变换分析的仿真结果的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，本发明实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”、“固定”、“耦接”等应做广义理解，例如，“固定”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。“耦接”可以是两个电气元件的直接连接或者间接连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
另外，在本发明中如涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
请参考图1，图1是基于三相电流源型Trans-Z源逆变器的电动汽车驱动系统的示意图。电流源型Trans-Z源逆变器是通过将Trans-Z源网络引入到传统电流源型逆变器中的一种新型单级直流变交流的拓扑结构。电动汽车驱动系统主要包括直流电压源Vdc、直流电感L、Trans-Z源网络、逆变器桥、输出滤波电容等。
直流电感L的一端耦接于直流电压源Vdc的正极，另一端耦接于Trans-Z源网络。Trans-Z源网络包括耦合电感L1和L2、电容Cz及二极管D。耦合电感L2和L1之间的匝数比为N：1。耦合电感L2的一端耦接于直流电感L，另一端耦接于电容Cz及耦合电感L1。耦合电感L1与二极管D串联后再与电容Cz并联。逆变器桥包括六个开关管S1～S6。输出滤波电容包括电容C1～C3。
与传统电流源型逆变器相比，电流源型Trans-Z源逆变器增加包括二极管D、电容Cz和耦合电感L1和L2在内的四个无源器件。与传统电流源型Z源逆变器相比，两个独立电感被耦合电感取代，通过改变匝数比从而有效提高输出电压范围。因此电流源型Trans-Z逆变器的优点：继承了传统电流源型逆变器的优点，且拓扑仅为单级功率电路、结构简单；无需直流母线电容；同时具有升压、降压功能；可靠性高；能量双向流动，为未来电动汽车高性能驱动器的一种更有力竞争方案。
逆变器的调制方法直接决定逆变器的输出性能。电流型Trans-Z源逆变器调制方式主要有两种:一种是载波-调制波的脉冲宽度调制(PWM)；另一种是空间矢量脉宽调制(SVPWM)。基于载波-调制波的PWM调制在运用时存在电流利用率低、开关应力大、输出电流谐波含量高等缺点，对于电动汽车驱动而言将会增加发热影响系统效率。与PWM调制相比，SVPWM的调制方法的输入电流利用率高，开关损耗小，总谐波畸变率低。
SVPWM的调制方法将三相逆变器桥上的开关组合分为6个有效状态和3个零状态。请参见图2，图2为电流源型逆变器的SVPWM的空间矢量扇区图。三相逆变器桥上的开关组合的6个有效状态分别为I1(1,0,-1)、I2(0,1,-1)、I3(-1,1,0)、I4(-1,0,1)、I5(0,-1,1)、I6(1,-1,0)。三相逆变器桥上的开关组合的3个零状态，又称为直通零状态，其分别为I7(a相桥臂直通)、I8(b相桥臂直通)、I9(c相桥臂直通)(即，I7(D,_,_)、I8(_,D,_)、I9(_,_,D))。其中，状态1,0,-1,D与桥臂的开关状态相关，1代表某一相的上桥臂导通下桥臂关断，0代表某一相的上桥臂和下桥臂同时关断，-1代表某一相的上桥臂关断下桥臂导通，D状态表示某一相的上下桥臂同时导通。在传统的SVPWM的调制方法中，为维持开关周期的恒定，存在直通零状态。直通零状态对应于电流源型逆变器的短路状态，并且当电流源型逆变器处于直通零状态时，电流源型逆变器没有输出。例如，由于a相直通后，无论b，c相开关状态如何，b，c相均不存在电流，因此无法确定零状态I7对应的具体开关状态。同理，零状态I8、I9对应的具体开关状态也无法确定。在α、β电流矢量分布坐标系中，以I6为起点，从第四象限开始按照逆时针方向，划分为六个60°扇区，并依次命名各扇区为I～VI。其中，θ是相对扇区角，Iref为电流参考矢量，6个有效状态I1～I6位于各个扇区的边界处。也就是说，这6个有效状态I1～I6将360°的电流空间分为6个60°的扇区。
SVPWM的调制方法的基本思想是，当要合成某一矢量时首先确定该矢量所处扇区，然后将这一矢量分解到离它最近的两个基本矢量，每个基本矢量的长度大小就代表作用时间长短。相对于PWM调制，SVPWM的调制方法具有输入电流利用率高，开关损耗小，总谐波畸变率低等优点。
请参考图3，图3为根据本发明实施方式的电流源型逆变器的空间矢量脉冲宽度幅值调制(SVPWAM)方法的流程图。需要说明的是，图3所示的SVPWAM方法仅为本发明的一种实施方式，在不改变本发明的精神的情况下，本领域技术人员增加新的步骤、删除或替代图3所示的步骤，以及改变图3中步骤的执行顺序而产生的新的实施方式皆应落入本发明的保护范围。
如图3所示，在步骤S300中，确定用于驱动电机的三相输出电流。在此实施方式中，采样输出电流信号，得到如图1所示的三相输出电流ia，ib，ic。
在步骤S310中，依据三相输出电流，确定参考矢量与多个扇区之间的对应关系。
具体来说，此步骤分为如下几个部分：
1)三相输出电流park变换，得到电流参考矢量Iref。
依据公式(1)，将采样得到的三相输出电流ia，ib，ic进行park变换。
Figure GDA0002698751680000061
其中，
Figure GDA0002698751680000062
为电流参考矢量Iref在α轴和β轴上的分量。
2)针对得到的电流参考矢量Iref，进行坐标变换，确定变换后的坐标系中的电流参考矢量的分量Iref1，Iref2，Iref3。
对电流参考矢量Iref进行坐标变换，得到电流参考矢量Iref在变换后的坐标系中的坐标分量Iref1，Iref2，Iref3。依据坐标分量Iref1，Iref2，Iref3，确定电流参考矢量Iref对应的扇区；
其中，坐标变换公式为：
Figure GDA0002698751680000063
3)电流参考矢量Iref的分量Iref1，Iref2，Iref3，确定对应的扇区。
判断坐标分量Iref1，Iref2，Iref3是否大于0，分别对不同的坐标分量分配不同的数值，依据这数值之和确定电流参考矢量Iref所落入的扇区范围。
根据本发明一实施方式，依据公式(2)，计算数值N的值，
N＝4A+2B+C， (2)
其中，
Figure GDA0002698751680000064
进一步地，依据数值N的值，判断电流参考矢量Iref所落入的扇区范围。在一个实施方式中，数值N与扇区的对应关系如表1所示：
N 4 6 2 3 1 5
扇区 I II III IV V VI
表1
其中，I～VI为该多个扇区的编号。
在步骤S320中，计算参考矢量处于对应扇区时的多个有效状态时间。
根据本发明一实施方式的电流源型Trans-准Z源逆变器的SVPWAM调制策略的核心思想是将传统的零矢量(电流源型逆变器传统零矢量为直通零矢量)作用时间按照一定的数学逻辑分配给该扇区参与合成的两个有效矢量。因此，在此实施方式中，不存在图2所示的直通零状态。但是Z网络的升降电流特性需要引入开路零矢量来调节母线电流的大小。定义开路零矢量占空比为Dop，则新的时间分配策略满足公式(3)：
Figure GDA0002698751680000071
其中，Ts为一个开关周期，T’s为减去开路零矢量作用时间之后、一个开关时间周期内总的有效矢量作用时间，T1，T2为未插入开路零矢量之前，参与矢量合成的两个有效矢量的作用时间，T’1，T’2为插入开路零矢量之后，参与矢量合成的两个有效矢量的作用时间。由公式(3)可知，一个开关周期包括参与矢量合成的两个有效矢量的作用时间和开路零矢量的作用时间，而不包括直通零矢量(D状态)的作用时间。其中，直通零矢量对应的逆变器桥的开关状态为直通零状态，其对应于电流源型逆变器的短路状态，即，某一相的上下桥臂同时导通。开路零矢量的作用时间(即，开路时间)Top＝Dop*Ts。
此外，T1、T2与扇区N的关系如表2所示：
Figure GDA0002698751680000072
表2如公式(4)所示，定义中间变量X、Y、Z分别为：
Figure GDA0002698751680000073
X、Y和Z与有效矢量作用时间T1′、T2′的对应关系以及逆变器桥对应的开关占空比如表3所示：
Figure GDA0002698751680000081
表3
其中，D1、D2为插入开路零矢量之后，参与矢量合成的两个有效矢量的作用时间占一个开关周期的占空比，也就是说，D1为逆变器桥处于有效状态1时，开关导通时间占整个开关周期Ts的占空比，D2为逆变器桥处于有效状态2时，开关导通时间占整个开关周期Ts的占空比。即，D1、D2分别为
Figure GDA0002698751680000082
在步骤S330中，确定多个扇区的开关状态，其中，该开关状态包括第一有效矢量对应的开关状态、第二有效矢量对应的开关状态、以及开路状态对应的开关状态，并且该开关状态不包括直通零矢量对应的开关状态。根据本发明的一实施方式，选择开路零矢量并确定开路零矢量位于该扇区的开关状态中的顺序，以使得每次状态切换时仅存在一个开关切换动作。
为了保证开关动作次数的最小化，选择合适的开路零矢量，并且将开路零状态合适的插入到有效状态中。具体的开关动作过程如表4所示，一个开关时间周期内，在两个不同的有效矢量对应的开关状态之间设置开路零矢量对应的开关状态，即，有效状态1→开路状态→有效状态2。其中，有效状态1是有效矢量1的对应开关状态的具体表现，有效状态2是有效矢量2的对应开关状态的具体表现，开路状态是开路零矢量对应的开关状态的具体表现。由表4可知，在进行状态切换时每次仅有一个开关动作，根据本发明实施方式选择的开路零矢量，以及确定的开路零矢量位于该扇区的开关状态中的顺序没有增加额外的开关动作次数。
Figure GDA0002698751680000091
表4
在步骤S340中，依据多个扇区的该多个有效状态时间和多个扇区的该开关状态，进行载波调制。
根据本发明一实施方式，如果载波当前高度小于或等于第一比较时间所对应的高度，则选择第一有效状态对应的开关状态；如果载波当前高度大于第一比较时间且小于或等于第二比较时间所对应的高度，则选择开路状态对应的开关状态；如果载波当前高度大于第二比较时间所对应的高度，则选择第二有效状态对应的开关状态。
请参见图4，图4为根据本发明实施方式的电流源型逆变器的空间矢量脉冲宽度幅值调制的载波调制的示意图。在图4中，定义载波周期为Ts，载波高度
Figure GDA0002698751680000092
当前载波高度为Hc，
Figure GDA0002698751680000093
其中Top为开路零矢量作用时间。
如果Hc≤Tcmp0对应的高度，根据此时输入的N选择对应扇区，根据表4选择有效状态1对应的开关状态；
如果Tcmp0对应的高度<Hc≤Tcmp1对应的高度,根据此时输入的N选择对应扇区，根据表4选择开路状态对应的开关状态；
如果Hc>Tcmp1对应的高度,根据此时输入的N选择对应扇区，根据表4选择有效状态2对应的开关状态。
在步骤S350中，依据载波调制结果，产生触发脉冲信号。
根据本发明的实施方式，根据确定的扇区和载波调制，按照表4所示开关状态分别确定逆变器桥的六个开关的脉冲信号。
根据本发明的另一实施方式，提出的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法可以用于三相电流源型Trans-Z源逆变器，或者用于三相电流源型Trans-准Z源逆变器，或者其他电流型的Z源逆变器或准Z源逆变器。
请参见，图5A和图5B，图5A为未插入开路零矢量的情况下的SVPWAM调制下各扇区对应的逆变器桥的各开关动作的示意图。图5B为插入开路零矢量的情况下的SVPWAM调制下各扇区对应的逆变器桥的各开关动作的示意图。如图5A和图5B所示，依次为逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2对应扇区为I～VI。在扇区I中，开关S1的状态一直为逻辑“1”，开关S3，S5，S4的状态一直为逻辑“0”，开关S6，S2的状态在逻辑“1”和逻辑“0”之间切换，并且开关S6，S2的占空比分别为D1和D2。在扇区II中，开关S2的状态一直为逻辑“1”，开关S5，S4，S6的状态一直为逻辑“0”，开关S1，S3的状态在逻辑“1”和逻辑“0”之间切换，并且开关S1，S3的占空比分别为D1和D2。在扇区III中，开关S3的状态一直为逻辑“1”，开关S1，S5，S6的状态一直为逻辑“0”，开关S2，S4的状态在逻辑“1”和逻辑“0”之间切换，并且开关S2，S4的占空比分别为D1和D2。在扇区IV中，开关S4的状态一直为逻辑“1”，开关S1，S6，S2的状态一直为逻辑“0”，开关S3，S5的状态在逻辑“1”和逻辑“0”之间切换，并且开关S3，S5的占空比分别为D1和D2。在扇区V中，开关S5的状态一直为逻辑“1”，开关S1，S3，S2的状态一直为逻辑“0”，开关S4，S6的状态在逻辑“1”和逻辑“0”之间切换，并且开关S4，S6的占空比分别为D1和D2。在扇区VI中，开关S6的状态一直为逻辑“1”，开关S3，S4，S2的状态一直为逻辑“0”，开关S5，S1的状态在逻辑“1”和逻辑“0”之间切换，并且开关S5，S1的占空比分别为D1和D2。
在图5A中，对应的时间顺序是：T′1→T′2→T′2→T′1。当处于有效状态1时(即，T1时间内)，若对应扇区I，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“1”,“0”,“0”,“0”,“1”,“0”；若对应扇区II，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“1”,“0”,“0”,“0”,“0”,“1”；若对应扇区III，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“1”,“0”,“0”,“0”,“1”；若对应扇区IV，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“1”,“0”,“1”,“0”,“0”；若对应扇区V，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“1”,“1”,“0”,“0”；若对应扇区VI，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“1”,“0”,“1”,“0”。
当处于有效状态2时(即，T2时间内)，若对应扇区I，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“1”,“0”,“0”,“0”,“0”,“1”；若对应扇区II，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“1”,“0”,“0”,“0”,“1”；若对应扇区III，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“1”,“0”,“1”,“0”,“0”；若对应扇区IV，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“1”,“1”,“0”,“0”；若对应扇区V，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“1”,“0”,“1”,“0”；若对应扇区VI，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“1”,“0”,“0”,“0”,“1”,“0”。
在图5B中，逆变器桥的开关动作过程在图5A的基础上增加了开路零矢量对应的开路状态，逆变器桥的开关动作过程与表4相对应。当处于开路零矢量对应的开路状态时(即，Top时间内)，若对应扇区I，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“1”,“0”,“0”,“0”,“0”,“0”；若对应扇区II，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“0”,“0”,“0”,“1”；若对应扇区III，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“1”,“0”,“0”,“0”,“0”；若对应扇区IV，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“0”,“1”,“0”,“0”；若对应扇区V，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“1”,“0”,“0”,“0”；若对应扇区VI，则逆变桥开关S1，S3，S5，S4，S6，S2的状态分别为逻辑“0”,“0”,“0”,“0”,“1”,“0”。对应的时间顺序是：T′1→Top→T′2→T′2→Top→T′1。在进行状态切换时每次仅有一个开关动作，根据本发明实施方式选择的开路零矢量，以及确定的开路零矢量位于该扇区的开关状态中的顺序没有增加额外的开关动作次数。
参见图6A和图6B。图6A为根据本发明一实施方式的数值N不同取值的示意图。图6B为与图6A中数值N对应的开关S1的开关状态的波形图。如图6A和图6B所示，数值N的取值依次为5，4，6，2，3，1，其分别对应于扇区VI，I，II，III，IV，V。当数值N取值为5时，对应于扇区VI，开关S1的占空比为D2；当数值N取值为4时，对应于扇区I，开关S1的占空比为1；当数值N取值为6时，对应于扇区II，开关S1的占空比为D1；当数值N取值为2时，对应于扇区III，开关S1的占空比为0；当数值N取值为3时，对应于扇区IV，开关S1的占空比为0；当数值N取值为1时，对应于扇区V，开关S1的占空比为0。本领域技术人员在阅读上述内容后，可以明确了解数值N不同取值时，逆变器桥的其他开关的开关状态，为求简洁，不再赘述。
根据本发明的实施方式，在SVPWAM调制中，由于将传统的零矢量(直通零矢量)的作用时间按照一定的数学逻辑分配给了有效矢量，所以在整个开关周期TS时间段都只有有效状态和开路零状态。根据本发明的实施方式，由于此时传统零状态的作用时间按照一定的数学逻辑被分配给了有效状态，母线电流会在两个有效状态新的作用时间内(传统作用时间加上新的部分传统零矢量作用时间)直接加到负载上。进一步，根据本发明的实施方式，通过Z网络(例如，Trans-准Z网络)的升降电流能力，对输入逆变器侧的母线电流进行调整，可以提高输出波形质量。以图1为例，当负载为星形连接时，线电流等于相电流。即在第一扇区输出为线电流ia，也就是此时直接加在逆变桥上的母线电流。同理推出当合成矢量位于其余扇区时母线电流Ipn(即，流入逆变桥的电流)与输出电流ia，ib，ic的关系如公式(5)所示：其中θ是相对扇区角
Figure GDA0002698751680000121
为了保证输出波形质量，需要使得输出三相输出电流ia，ib，ic是对称正弦。即，如公式(6)所示，输出为
Figure GDA0002698751680000131
其中，im为相电流幅值，ω为角速度。
那么联立公式(5)，(6)可知母线电流应该是输出线电流的包络线形式，呈周期性的六脉波波动。
对于电流型Trans-准Z源逆变器，有
Figure GDA0002698751680000132
其中，Ipn为输入逆变器桥的电流，又称为母线电流；Iin称为输入电流，其是从Vdc输入电感L的电流；B表示升电流比；n表示电压变比；Dop为开路零矢量占空比，也可称为开路占空比。
假设输入开路占空比Dop＝Din，得到
Figure GDA0002698751680000133
其中，Din为人为输入至三相逆变桥控制过程的开路占空比。例如，若设置逆变器桥控制过程的开路状态的时间为10％*Ts，则Din＝0.1。
根据公式(8)可以知道母线电流与输入的开路占空比有数学关系。合理的改变输入的Din，即，修正输入至三相逆变桥控制过程的开路占空比，可以使母线电流呈现理想的六脉波的变化趋势。
Figure GDA0002698751680000134
其中，
Figure GDA0002698751680000135
为系数，并且
Figure GDA0002698751680000136
联立(8)和(9)得出
Figure GDA0002698751680000141
其中，Din′为修正后的开路占空比。
即只需要利用式(10)对输入Din进行处理，就可以使得母线电流呈现六脉波变化。由于Din是采取近似所得到的计算结果，所以应该保证Din∈[0,0.3]。也就是说，为了保证输出波形质量，根据本发明的一实施方式，利用Trans-准Z网络的升降电流特性，通过按照一定的数学逻辑改变输入的开路占空比大小，可以使母线电流呈现出输出线电流的包络线形式，在不增加逆变桥额外的控制复杂度的前提下提高输出波形质量。
请参见图7A和图7B。图7A为根据本发明实施方式的Trans准Z源逆变器的单位周期内的a相输出电流的波形图。图7B为根据本发明实施方式的Trans-准Z源逆变器的单位周期内的母线电流的波形图。如图7A和图7B所示，a相输出电流和母线电流的输出波形对应于加输出滤波器之前，开路占空比Din＝0.1的情形。其中输入电压Vdc＝100V,电感L＝1mH，耦合电感N＝2，原边电感＝210mH，C1＝100μF，输入d＝0.1，带电阻负载r＝3Ω。由图7A可以看出，a相输出的相电流波形与理论上计算的波形相符合。进一步，与图7B相比较可知，在导通期间母线电流直接施加于负载上，此结论与理论相符合。如图7B所示，母线电流呈现出了线电流的包络线形式。
请参见图8A和图8B。图8A为根据本发明实施方式的Trans准Z源逆变器的滤波后的a相输出线电流的波形图。图8B为根据本发明实施方式的滤波后的三相输出线电流快速傅氏变换(Fast Fourier Transformation,FFT)分析的仿真结果的示意图。图8A和图8B与图7A和图7B相同的元件使用相同的参数。此外，滤波电容为40μF，△连接。其中，THD为1.63％。
请参见图9A和图9B。图9A为未对开路占空比Dop进行调整时的a相输出线电流的波形图。图9B为未对开路占空比Dop进行调整时三相输出线电流快速傅氏变换分析的仿真结果的示意图。图9A和图9B与图8A和图8B相同的元件使用相同的参数。此外，滤波电容为40μF，△连接。其中，THD为6.25％。
相对于传统的SVPWM调制方法来说，根据本发明的一实施方式的SVPWM调制方法，能够大大的降低开关动作次数，进而减小输出波形的畸变、降低了开关损耗，延长了开关管寿命，也提高了逆变器的能量密度。此外，根据本发明的一实施方式的SVPWM调制方法，通过改变输入Z源逆变器的开路占空比大小进而改变了输入母线电流的大小，在输出波形质量相同的情况下大大的降低了逆变桥的控制复杂度。相较于传统的SVPWM调制，该调制方法具有更低的成本和更高的能量利用率，更简单的操作度和更高的可靠性。
以上该仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (9)

1.一种空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，包括：
确定用于驱动电机的三相输出电流；
依据该三相输出电流，确定参考矢量与多个扇区之间的对应关系；
计算该参考矢量处于对应扇区时的多个有效状态时间；
确定该多个扇区的开关状态，其中，该开关状态包括第一有效矢量对应的开关状态、第二有效矢量对应的开关状态、以及开路状态对应的开关状态，并且该开关状态不包括直通零矢量对应的开关状态，该多个扇区的开关状态如下表所示：
Figure FDA0002698751670000011
其中，第一有效状态是第一有效矢量的对应开关状态的具体表现，第二有效状态是第二有效矢量的对应开关状态的具体表现，开路状态是开路零矢量对应的开关状态的具体表现；
依据该多个扇区的该多个有效状态时间和该多个扇区的该开关状态，进行载波调制；
依据该载波调制结果，产生触发脉冲信号。
2.根据权利要求1所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，
依据该三相输出电流，确定参考矢量与多个扇区之间的对应关系的步骤包括：
依据该三相输出电流，利用公式(1)计算该参考矢量，
Figure FDA0002698751670000012
其中，
Figure FDA0002698751670000021
为该参考矢量在α轴和β轴上的分量，ia、ib、ic为该三相输出电流。
3.根据权利要求2所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，
对该参考矢量进行坐标变换，得到该参考矢量在变换后的坐标系中的坐标分量，依据该坐标分量，确定该参考矢量对应的扇区；
其中，坐标变换公式为：
Figure FDA0002698751670000022
Iref1，Iref2，Iref3为该参考矢量在变换后的坐标系中的该坐标分量；
依据该坐标分量，确定该参考矢量对应的扇区的步骤包括：计算数值N的值，其中
N＝4A+2B+C，
Figure FDA0002698751670000023
依据该数值N的值，由N与该多个扇区的对应关系，得到该参考矢量对应的扇区。
4.根据权利要求3所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，该数值N与该多个扇区的对应关系如下表所示：
N 4 6 2 3 1 5 扇区 I II III IV V VI
其中，I～VI为该多个扇区的编号。
5.根据权利要求2所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，
三相逆变器包括六个开关；
依据下表得到对应扇区的多个有效状态时间和对应的三相逆变器开关占空比：
Figure FDA0002698751670000024
Figure FDA0002698751670000031
其中，S1～S6为该六个开关，I～VI为该多个扇区的编号，T1′、T2′分别为插入开路零矢量后对应扇区下第一有效矢量、第二有效矢量的作用时间，X、Y、Z为中间变量，且X、Y、Z为：
Figure FDA0002698751670000032
T′s为除去插入开路零矢量占用时间之后的、一个开关周期时间内剩余总的有效矢量作用时间，D1、D2为具有开路零矢量情况下的、对应的有效矢量的作用时间占开关周期的占空比，
其中，D1、D2分别为
Figure FDA0002698751670000033
6.根据权利要求1所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，
一个开关时间周期内，在两个不同的有效矢量对应的开关状态之间设置开路零矢量对应的开关状态，以使得开关状态切换时仅存在一个开关切换动作。
7.根据权利要求1所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，
如果载波高度小于或等于第一比较时间所对应的高度，则选择该第一有效状态对应的开关状态；
如果载波高度大于第一比较时间所对应的高度且小于或等于第二比较时间所对应的高度，则选择该开路状态对应的开关状态；
如果载波高度大于第二比较时间所对应的高度，则选择该第二有效状态对应的开关状态。
8.根据权利要求1所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，母线电流与输入电流满足如下公式：
Figure FDA0002698751670000041
其中，Ipn为母线电流，即逆变桥的输入电流，Iin为输入电流，即电源所在回路电流，
Figure FDA0002698751670000042
为系数，Din′为修正后的开路占空比，n为电压变比并且
Figure FDA0002698751670000043
Figure FDA0002698751670000044
其中，Din为人为输入至三相逆变桥控制过程的开路占空比，θ为相对扇区角，ω为角速度，2kπ是以360°为一周期的角度，k为正整数。
9.根据权利要求1所述的空间矢量脉冲宽度幅值调制方法，其特征在于，该开路状态对应扇区内传统零矢量作用时长为0。
CN201810347549.6A 2018-04-18 2018-04-18 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法 Active CN108540042B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810347549.6A CN108540042B (zh) 2018-04-18 2018-04-18 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810347549.6A CN108540042B (zh) 2018-04-18 2018-04-18 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108540042A CN108540042A (zh) 2018-09-14
CN108540042B true CN108540042B (zh) 2020-11-13

Family

ID=63481455

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810347549.6A Active CN108540042B (zh) 2018-04-18 2018-04-18 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108540042B (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3089075B1 (fr) * 2018-11-23 2021-08-06 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procede de commande d’une machine electrique triphasee
CN110768605B (zh) * 2019-10-30 2021-09-07 中国第一汽车股份有限公司 一种svpwm调制方法、装置及系统
CN112886849B (zh) * 2019-11-29 2022-08-16 北京华航无线电测量研究所 一种七相电流源型变流器输出电流谐波抑制方法
CN113422534A (zh) * 2021-07-16 2021-09-21 华北电力大学（保定） 一种储能系统用网侧变流器的改进占空比调制策略

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102891618A (zh) * 2012-10-25 2013-01-23 哈尔滨东方报警设备开发有限公司 一种单级式直流-交流逆变器
CN105577069A (zh) * 2016-01-11 2016-05-11 湖南大学 一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法及装置
CN106849730A (zh) * 2017-03-24 2017-06-13 湖南大学 电流型逆变器的调制方法和装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100085787A1 (en) * 2008-10-03 2010-04-08 Ajit Wasant Kane System and method for powering a hybrid electric vehicle

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102891618A (zh) * 2012-10-25 2013-01-23 哈尔滨东方报警设备开发有限公司 一种单级式直流-交流逆变器
CN105577069A (zh) * 2016-01-11 2016-05-11 湖南大学 一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法及装置
CN106849730A (zh) * 2017-03-24 2017-06-13 湖南大学 电流型逆变器的调制方法和装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Control Strategy for Electric Traction Systems Using a PM-Motor Fed by a Bidirectional Z-Source Inverter;Alexandre Battiston et al;《IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY》;20141130;第63卷(第9期);第4178-4191页 *
Z源逆变器在提升电动汽车动力性能中的应用研究;伍元彪等;《微电机》;20101031;第89-92页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN108540042A (zh) 2018-09-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108540042B (zh) 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法
CN109495001B (zh) 模块化并联三电平Vienna整流器、控制系统及方法
Liu et al. Comparative evaluation of three Z-source/quasi-Z-source indirect matrix converters
US9407165B2 (en) Cascade bridge-type DC-AC power conversion method and converter device thereof
Bashir et al. An improved voltage balancing algorithm for grid connected MMC for medium voltage energy conversion
CN110401355B (zh) 一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法
CN108631633B (zh) 一种基于mmc的混合电容电压型双子模块串联拓扑结构
JP2008092651A (ja) 電力変換装置および電力変換システム
CN113765428B (zh) 一种有源中点钳位型三电平变流器及其调控方法
CN113179040A (zh) 三相三电平逆变器中点电位平衡及共模电压的抑制方法
CN115133798A (zh) 离散空间矢量调制的三电平逆变器低共模预测控制方法
CN107579666B (zh) 基于mmc矩阵变换器的多功能混合型电力电子变压器及控制方法
CN112436752A (zh) 逆变器12扇区虚拟矢量过调制策略
CN115378286A (zh) 一种三相三电平变流器电路及其调制方法
CN111490695A (zh) 单级式低电压应力开关电容式多电平逆变器拓扑结构及电平调制方法
KR101836872B1 (ko) 3-레벨 컨버터의 직류측 전류를 일정하게 만드는 pwm 제어방법 및 장치
CN111711374B (zh) 模块化并联四电平变换器系统及方法
CN111756264B (zh) 一种适用于中压三相mmc的最近半电平逼近pwm混合调制方法
TW202147733A (zh) 模組化多電位換流器的控制方法及控制系統與輸電系統
CN111049201B (zh) 一种交直流电网混合式大功率接口变流器协调控制方法
CN114362571B (zh) 一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法
CN217883245U (zh) 一种三相三电平变流器电路
CN110336472A (zh) 一种带不平衡负载的h3imc拓扑结构及其升压控制方法
CN112886849B (zh) 一种七相电流源型变流器输出电流谐波抑制方法
CN111431187B (zh) 一种具有电磁应力柔化特性的能量路由器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant