CN105577069A - 一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法和装置，所述方法包括：根据逆变器的实时数据，计算得到逆变器的总损耗；根据所述总损耗和逆变器热阻模型，得到逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；根据所述第一结温值、第一安全温度限值和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值、第二安全温度限值和所述滞回比较器，得到第二开关频率，选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者为电动汽车驱动系统的开关频率。本发明采用电流型准Z源逆变器，通过调整逆变器直通占空比、开关频率、空间矢量脉宽调制器输出的控制信号，解决逆变器在实际热约束下的主动热优化的控制问题。

Description

一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法及装置

技术领域

本发明涉及电动汽车驱动系统领域，具体涉及一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法及装置。

背景技术

随着电动汽车产业化的迫切需求以及电机驱动系统技术的进步，电动汽车对驱动系统高性能、高密度和高可靠性等要求日益严苛，集技术快速发展的迫切需求与系统设计和控制的巨大挑战共存。传统电压型逆变器本身所固有的缺陷使得该拓扑难以满足未来对高性能以及高可靠性等要求。

可靠性、封装与集成，以及热管理是未来电力电子领域三大极具挑战的技术领域。在电动汽车应用中，不断增加的驱动系统功率密度需求和热环境的挑战加深了对逆变器的约束，同时驱动系统热管理的性能优劣以及能效比将直接决定了电动车的续航里程与行驶安全。然而国内在电动汽车热管理系统方面的研究目前处在前期探索阶段，主要集中在电池性能比较，目前针对电动汽车逆变器或驱动系统的主动热管理基本空白。电动汽车驱动系统的可靠性是由其最脆弱的成分决定的，即电解电容和功率半导体器件。传统功率器件寿命的主要影响在于其热循环所引起的热应力，由器件结温波动范围与导致器件失效的循环次数的直接关系可知，结温波动越大，器件越容易失效，即可靠性越低。一项针对包含航空、汽车电子、自动化和电机驱动领域的半导体器件制造商、电力电子设备、逆变器或变换器等生产企业进行的问卷调查显示：电机驱动应用中器件的温度波动范围很大(30-80℃)，汽车电子中则更高(≥110℃)；如此高的波动范围会恶化器件及至逆变器的可靠性；由此产生的故障将带来极高的失效成本(可能会危害生命)，这与电动汽车领域要求极低的故障率相悖。现有的提高逆变器可靠性研究和工业界设计侧重于采取某些措施控制绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT)器件结温以减少热循环，即通过加快冷却液/风速或增大散热器来改善冷却效果，以及热管理与优化设计等措施。其中增大散热器满足不了电动汽车应用对高功率密度的需求；加快冷却液流速会增加系统的体积与成本等；同时风扇也无法满足现代汽车对高可靠性的要求。另外较多做法是对直接对逆变器降额使用，留有足够的器件电流安全裕量。这样虽可避免热应力引起的损伤，却会在一定程度上限制其它部件乃至系统的性能。

为了减小逆变器损耗，当前的一种逆变器低开关损耗的电流控制方法将m相逆变器的一个电周期等分成2m个子区间，在每个子区间内选择电流绝对值最大的相作为常通相，其他电流较小的m-1个相均作为斩波相；常通相所对应的逆变器桥臂的上功率管、下功率管均不作开关斩波，仅保持其中的一个为始终导通，另一个为始终关断；每个斩波相所对应的逆变器桥臂的上功率管、下功率管均作开关斩波。虽然该发明既能控制全部相的电流，又减少大电流相的功率管开关工作，降低开关损耗和电应力，却无法对逆变器开关频率进行动态调节，且需要通过对逆变器的输出性能降额使用，即设定固定的安全值以确保逆变器安全可靠运行。

目前电动汽车驱动系统及其控制存在很多问题：第一，当前电动汽车驱动器主要采用结构简单、控制技术成熟的传统电压型逆变器(VSI)。它存在的一些局限和不足：①直流侧需要并联高性能高纹波有效值的电容器组。目前包括丰田公司在内大多数电动汽车或混合动力汽车(EV/HEV)制造商采用高成本的薄膜电容代替传统低可靠性的电解电容。然而电动汽车严峻的逆变器运行温度环境将大大减小薄膜电容的纹波电流处理能力及缩短使用寿命。例如薄膜电容UL31Q207K，其在105℃下的纹波电流处理能力下降为85℃时的1/5，直接影响了逆变器的性能与可靠性；②运行中存在因电磁干扰等引起的同一桥臂上下开关管直通的威胁。最为常用的防止直通方法是加入死区时间，而死区则会带来输出电压波形的畸变；③逆变器输出为脉冲电压，在上升沿和下降沿过程将产生高dv/dt，引起EMI噪音，继而可能对控制器产生干扰；而且高频脉动的电压所产生的浪涌电压也将降低电机绝缘的寿命，同时在电机绕组和磁芯中产生高频损耗；第二，传统电流逆变器不具有降压能力，只能在其前部串联额外的降压变换器，同时输出端需要大电容滤波，使系统存在着转换效率、可靠性和成本等方面的局限；第三，电动汽车非平稳工况导致的驱动系统中部件温度(循环)大幅度波动是影响逆变器可靠性的主要因素。逆变器中的IGBT的失效是由器件温度波动带来的热应力导致焊接点分层，断裂等引起，因此IGBT的最高结温及其频繁波动应保持在安全范围内。现有的逆变器多采用被动式热管理，以最恶劣的工况环境(电机堵转时)为参考环境，在系统控制中设定固定的电流/转矩/功率值，留有较大的安全裕量虽确保了器件温度保持在安全范围内，却不可避免的降低了短时过载性能，忽略了实时温度对系统的影响，限制了驱动系统性能最大化运行；第四，现有的提高驱动系统可靠性方法注重采用加快冷却液/风速或增大散热器来增强热循环以改善冷却效果。然而加快冷却液流速会增加系统的体积与成本等，同时风扇也无法满足现代汽车对高可靠性的要求，增加的冷却通风设备会增加驱动系统控制对象数量，同时带来了附加热源，增加成本，降低了系统可靠性。

发明内容

由于当前存在电动汽车驱动器主要采用结构简单、控制技术成熟的传统电压型逆变器，这种逆变器不具有降压能力，且驱动系统中部件温度大幅度波动大大影响了逆变器可靠性，而目前采用加快冷却液/风速或增大散热器来增强热循环以改善冷却效果会增加系统的体积与成本等问题，本发明提出一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法及装置。

第一方面，本发明提出一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法，包括：

根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗；

根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；

根据所述第一结温值和第一安全温度限值，得到第一结温差，并根据所述第一结温差和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值和第二安全温度限值，得到第二结温差，并根据所述第二结温差和所述滞回比较器，得到第二开关频率，选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者作为电动汽车驱动系统的开关频率，以使电动汽车驱动系统热容量利用率最高；

其中，所述第一结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中绝缘栅双极型晶体管IGBT的结温值，所述第二结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中二极管的结温值。

优选地，所述根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗，包括：

电流型准Z源逆变器的总损耗P_{inv_total}为：

$\begin{array}{c}{P}_{inv\_total}=(1.15i+7.4e^{-3}{i}^2+7.4e^{-3}i\·T_j)+\\ 0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}+\\ (I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc}\left)\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}\right)\end{array}---\left(1\right)$

其中，i为电流型准Z源逆变器电流，T_j为电流型准Z源逆变器的结温值，V_in为准Z源网络的输入直流电压，I_i为电流型准Z源逆变器输入电流，V_ref为数据表上IGBT的额定测试电压，I_ref为数据表上IGBT的额定测试电流，m为电流型准Z源逆变器的相数，D_op为开路零状态的占空比，E_off为IGBT的关断能耗，f_sw为电流型准Z源逆变器的开关频率，V_1-1为电流型准Z源逆变器输出的交流线电压幅值，E_on为IGBT的开通能耗，I₁为电流型准Z源逆变器中的二极管电流，U_d为电流型准Z源逆变器中的二极管导通管压降，E_rrd为电流型准Z源逆变器中的二极管反向恢复能耗，V_dc为电流型准Z源逆变器直流母线电压。

优选地，所述根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值，包括：

根据所述总损耗、第一安全温度限值、第一温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第一功率损耗，同时根据所述总损耗、第二安全温度限值、第二温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第二功率损耗；

根据所述第一功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值，同时根据所述第二功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第二结温值。

优选地，所述电流型准Z源逆变器热阻模型的建立包括：

根据IGBT和二极管的物理参数，建立有限元模型；

根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值；

根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间；

根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数；

根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，从而得到电流型准Z源逆变器的热阻模型。

优选地，所述根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值，包括：

第二方面，本发明还提出一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制装置，包括：

损耗计算模块，用于根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗；

结温计算模块，用于根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；

滞回频率控制模块，用于根据所述第一结温值和第一安全温度限值，得到第一结温差，并根据所述第一结温差和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值和第二安全温度限值，得到第二结温差，并根据所述第二结温差和所述滞回比较器，得到第二开关频率，选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者作为电动汽车驱动系统的开关频率，以使电动汽车驱动系统热容量利用率最高；

其中，所述第一结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中绝缘栅双极型晶体管IGBT的结温值，所述第二结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中二极管的结温值。

优选地，所述损耗计算模块包括：

电流型准Z源逆变器的总损耗P_{inv_total}为：

$\begin{array}{c}{P}_{inv\_total}=(1.15i+7.4e^{-3}{i}^2+7.4e^{-3}i\·T_j)+\\ 0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}+\\ (I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc}\left)\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}\right)\end{array}---\left(1\right)$

其中，i为电流型准Z源逆变器电流，T_j为电流型准Z源逆变器的结温值，V_in为准Z源网络的输入直流电压，I_i为电流型准Z源逆变器输入电流，V_ref为数据表上IGBT的额定测试电压，I_ref为数据表上IGBT的额定测试电流，m为电流型准Z源逆变器的相数，D_op为开路零状态的占空比，E_off为IGBT的关断能耗，f_sw为电流型准Z源逆变器的开关频率，V_1-1为电流型准Z源逆变器输出的交流线电压幅值，E_on为IGBT的开通能耗，I₁为电流型准Z源逆变器中的二极管电流，U_d为电流型准Z源逆变器中的二极管导通管压降，E_rrd为电流型准Z源逆变器中的二极管反向恢复能耗，V_dc为电流型准Z源逆变器直流母线电压。

优选地，所述结温计算模块包括：

功率损耗计算单元，用于根据所述总损耗、第一安全温度限值、第一温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第一功率损耗，同时根据所述总损耗、第二安全温度限值、第二温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第二功率损耗；

结温值计算单元，用于根据所述第一功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值，同时根据所述第二功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第二结温值。

优选地，所述电流型准Z源逆变器热阻模型包括：

有限元模型建立单元，用于根据IGBT和二极管的物理参数，建立有限元模型；

热阻抗值计算单元，用于根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值；

延迟时间计算单元，用于根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间；

热时间常数计算单元，用于根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数；

热电容值计算单元，用于根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，从而得到电流型准Z源逆变器的热阻模型。

由上述技术方案可知，本发明采用电流型准Z源逆变器，通过调整电流型准Z源逆变器直通占空比、开关频率、空间矢量脉宽调制器输出的控制信号来主动管理损耗以改善效率与可靠性，综合考虑性能与可靠性的权衡与改善，解决逆变器在实际热约束下的主动热优化的控制问题，最大化利用逆变器的热容量以获得更大的输出，满足电动汽车对驱动器的日益严苛要求。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例提供的一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法的流程示意图；

图2为本发明一实施例提供的一种含电流型准Z源逆变器的电动汽车驱动系统结构示意图；

图3为本发明一实施例提供的一种准Z源网络等效电路的开路零状态；

图4为本发明一实施例提供的一种准Z源网络等效电路的非开路状态；

图5为本发明一实施例提供的一种电流型准Z源逆变器的等效热阻网络；

图6为本发明一实施例提供的一种电流型准Z源逆变器的动态频率控制过程；

图7为本发明一实施例提供的一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制装置的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对发明的具体实施方式作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

图1示出了本实施例提供的一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法的流程示意图，包括：

S1、根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗；

S2、根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；

S3、根据所述第一结温值和第一安全温度限值，得到第一结温差，并根据所述第一结温差和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值和第二安全温度限值，得到第二结温差，并根据所述第二结温差和所述滞回比较器，得到第二开关频率，选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者为电动汽车驱动系统的开关频率，以使电动汽车驱动系统热容量利用率最高；

其中，所述第一结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中绝缘栅双极型晶体管IGBT的结温值，所述第二结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中二极管的结温值。

本实施例采用的IGBT均为RB-IGBT。

本实施例采用电流型准Z源逆变器，该逆变器同时具备电流型逆变器和准Z源逆变器的诸多优点：可以有效省去传统电压型逆变器所需的母线电容，减小逆变器体积与成本以及增加其使用寿命；为电机提供正弦驱动电压，与电压型逆变器相比改善了输出电流波形质量，提高电机运行效率；Z源逆变器拓扑结构将同一桥臂开关管开路作为电路运行的一个有效状态，进一步改善了系统的可靠性；具有能量的双向流动以及电压输出升降压能力，能实现电机高性能与高效率宽范围运行的需求。本实施例根据逆变器上无源器件与功率器件的损耗与电热模型得出实时温度作为控制反馈量，主动管理器件的温度及其波动范围，并与电流型准Z源逆变器升压控制、最小损耗脉冲宽度调制(PulseWidthModulation，PWM)调制等集成，保证逆变器高可靠性的同时实现输出性能最大化利用，是未来电动汽车驱动器的一种有力竞争方案。

本实施例采用电流型准Z源逆变器，通过调整电流型准Z源逆变器的开关频率来主动管理损耗以改善效率与可靠性，综合考虑性能与可靠性的权衡与改善，解决逆变器在实际热约束下的主动热优化的控制问题，最大化利用逆变器的热容量以获得更大的输出，满足电动汽车对驱动器的日益严苛要求。

作为本实施例的优选方案，所述根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗，包括：

电流型准Z源逆变器的总损耗P_{inv_total}为：

$\begin{array}{c}{P}_{inv\_total}=(1.15i+7.4e^{-3}{i}^2+7.4e^{-3}i\·T_j)+\\ 0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}+\\ (I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc}\left)\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}\right)\end{array}---\left(1\right)$

其中，i为电流型准Z源逆变器电流，T_j为电流型准Z源逆变器的结温值，V_in为准Z源网络的输入直流电压，I_i为电流型准Z源逆变器输入电流，V_ref为数据表上IGBT的额定测试电压，I_ref为数据表上IGBT的额定测试电流，m为电流型准Z源逆变器的相数，D_op为开路零状态的占空比，E_off为IGBT的关断能耗，f_sw为电流型准Z源逆变器的开关频率，V_1-1为电流型准Z源逆变器输出的交流线电压幅值，E_on为IGBT的开通能耗，I₁为电流型准Z源逆变器中的二极管电流，U_d为电流型准Z源逆变器中的二极管导通管压降，E_rrd为电流型准Z源逆变器中的二极管反向恢复能耗，V_dc为电流型准Z源逆变器直流母线电压。

图2为本实施例提供的一种含电流型准Z源逆变器的电动汽车驱动系统结构示意图，主要包括动力电源，二极管和耦合电感组成的准Z源网络，电流型逆变器、电容器组和永磁同步电机。CF-qZSI中输入电感L₃与Z源网络中的电感L₁、L₂耦合，与此同时3个电感上的电流均连续，根据网络对称可得电感L₁、L₂上电流相等I_L1＝I_L2。

CF-qZSI具有11种开关状态，其中包括直流环节电流加到负载上时的6种有效矢量状态，输入端被同一桥臂的两个开关同时导通而短路时的3个有效零矢量状态，与上桥臂3个开关同时导通或者下桥臂3个开关同时导通的开路零状态。基于双向准Z源逆变器的电动汽车驱动系统分两种运行状态：开路零状态与非开路状态。传统电流逆变器无法运行在开路零状态，而CF-qZSI利用开路零状态实现特有的升降压能力。

图3和图4为本实施例提供的一种准Z源网络等效电路的开路零状态和非开路状态，其工作原理如下：

定义D_op和D_nop为开路零状态与非开路零状态的占空比，

D_op+D_nop＝1(6)

逆变器非开路零状态时准Z源网络电路方程：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{L1}=I_{L2}\\ \begin{array}{ccc}(I_{L1}+I_{in})& D_{op}+(-I_{L2})& D_{nop}=0\end{array}\\ \begin{array}{ccc}(I_{L2}+I_{in})& D_{op}+(-I_{L1})& D_{nop}=0\end{array}\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中，I_L1和I_L2为电感L1和L2的电流值，Iin为输入电流。

由公式(6)和(7)化简得：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{L1}=I_{L2}=\frac{D_{op}}{1-2D_{op}}{I}_{in}\\ i_i=I_{L1}+I_{L2}+I_{in}=\frac{1}{1-2D_{op}}{I}_{in}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中，i_i为电流型逆变器的输入电流。

电流型准Z源逆变器的输出线电流(i_x)幅值为

$I_X=\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{M}{1-2D_{op}}{I}_{in}---\left(9\right)$

其中，M为空间矢量脉宽调制器(SVPWM)调制系数。

输出线电流(i_x)有效值为

$i_{1\_rms}=\frac{i_x}{\sqrt{2}}=\frac{\sqrt{3}}{2\sqrt{2}}\frac{M}{1-2D_{op}}{I}_{in}---\left(10\right)$

由此得知，双向准Z源逆变器的开路零状态占空比可以改变逆变器的输入与输出电流幅值。

本实施例采用空间矢量脉宽调制(SpaceVectorPulseWidthModulation，SVPWM)控制，扇区的电压电流值会跟随扇区的变化而变化，器件导通时间也随之变化。同时开关序列顺序会影响开关器件的电压、电流值，不同的开断时间会造成开关损耗计算的偏差。为准确计算系统开关损耗，采用的开关序列如下表所示：

A相

T0

Top

T1

T2

T0

Top

T1

T2

B相

Top

T0

T1

T2

Top

T0

T1

T2

C相

T0

T1

Top

T2

T0

T1

Top

T2

由SVPWM调制原理可得：

$T_1=\frac{\sqrt{3}}{2}{T}_{s}msin(\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})$

$T_2=\frac{\sqrt{3}}{2}{T}_{s}msin\left(\mathrm{\θ}\right)---\left(11\right)$

T₀＝T_s-T₁-T₂-T_op

在本实施例中T_s为系统开关周期，T₀为有效零矢量开断时间，T₁和T₂为有效矢量状态下的开关器件开断时间，T_op开路零状态开断时间。

逆变器损耗分为导通损耗和开关损耗。计算导通损耗时利用测量得到逆变器导通状态下的输入电流值结合结温计算模型得到的器件结温反馈值，根据厂家提供的数据表采用数据拟合的方法，可以得到RB-IGBT的电流和温度相关的损耗计算公式-：

P_con,igbt＝1.15·i+7.4e^-3·i²+1.8e^-3·i·T_j(12)

其中，i为器件上流通的电流，T_j为器件结温。

器件的开关损耗是影响器件可靠性的主要因素，计算器件开关损耗首先测量得到输入准Z源逆变器的电压和电流值，经测量得到准Z源网络后端的直流母线电流值I_dc,再结合整个驱动系统设定的SVPWM调制比M与系统功率因数cosφ，共同输入损耗计算模型进行损耗计算。CF-qZSI可以通过调整开路零状态时间来实现逆变器升压与降压功能，在降压模式时系统开关损耗计算模型如下：

$\begin{array}{c}{P}_{sw-buck}=0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}\end{array}---\left(13\right)$

升压开关损耗为：

$P_{sw-boost}=0.5\×\frac{6}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_{dc}}{V_{ref}\·I_{ref}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}---\left(14\right)$

I_dc为逆变器直流母线电流值，I_i为逆变器输入电流，V_in准Z源网络的输入直流电压，E_on和E_off为IGBT的开通、关断能耗，V_ref和I_ref为数据表上IGBT的额定测试电压与额定测试电流，V_1-1为逆变器输出的交流线电压幅值。

电流型准Z源逆变器运行在升压状态，即非开路状态时，准Z源网络中的二极管断开；在降压状态，即开路零状态时，所述准Z源网络中的二极管上电流为I₁，伴随产生导通损耗与反向恢复损耗：

$P_{D-loss}=I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc})\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}---\left(15\right)$

U_d为二极管导通管压降，E_rrD为二极管反向恢复能耗，V_dc为逆变器直流母线电压。

综上所述，逆变器的总损耗(包括开关损耗与导通损耗)为公式(1)。

由此可得，逆变器损耗除自身特性外还与器件结温、开关频率、导通压降、电流、输入电压，直流母线电压等相关。

具体地，所述根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值，包括：

根据所述总损耗、第一安全温度限值、第一温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第一功率损耗，同时根据所述总损耗、第二安全温度限值、第二温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第二功率损耗；

根据所述第一功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值，同时根据所述第二功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第二结温值。

在进行主动热优化控制时，将器件损耗作为结温计算模型的输入值，其与温度的关系式可表示为：

P^* _loss.max＝α(T_lim-T_me)+P_{inv_total}(16)

α为等效热时间常数；T_lim电子器件温度限值；T_me电子器件实时温度测量值。P_{inv_total}为损耗模型计算得到的逆变器损耗值。P^* _loss.max值越小，器件利用率越高。

通过对总损耗公式(1)进一步变换为公式(16)，将该功率值P^* _loss.max作为后续模型的输入，能够计算得到结温值。

进一步地，所述电流型准Z源逆变器热阻模型的建立包括：

根据IGBT和二极管的物理参数，建立有限元模型；

根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值；

根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间；

根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数；

根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，从而得到电流型准Z源逆变器的热阻模型。

通过建立电流型准Z源逆变器热阻模型，将P^* _loss.max作为功率输入，能够用于建立电流型准Z源逆变器的热阻模型，且能够计算得到逆变器的结温值。

更进一步地，所述根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值，包括：

第i层有限元模型的热阻抗值Z_i ^th(t)为：

${Z_i}^{th}\left(t\right)=\frac{T_i\left(t\right)-T_{i-1}\left(t\right)}{P}---\left(2\right)$

其中，i为正整数，t为时间，T_i(t)为第i层的结点温度，T_i-1(t)为第i-1层的结点温度，P为电流型准Z源逆变器的功率损耗；

所述根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间，包括：

第i层有限元模型热量传播的延迟时间λ_i ^th(t)为：

${{\mathrm{\λ}}_i}^{th}\left(t\right)=\underset{0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\∫}}(1-\frac{{Z_i}^{th}\left(t\right)}{R_i})dt---\left(3\right)$

其中，R_i为第i层有限元模型的电阻值；

所述根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数，包括：

第i层有限元模型的热时间常数τ_i为：

${\mathrm{\τ}}_i={{\mathrm{\λ}}_i}^{th}\left(t\right)-{{\mathrm{\λ}}_{i-1}}^{th}\left(t\right)---\left(4\right)$

其中，λ₀ ^th(t)＝0；

所述根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，包括：

第i层有限元模型的热电容值C_i ^th(t)为：

${C_i}^{th}\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_i}{\underset{j=i}{\overset{N}{\Σ}}{R}_j}---\left(5\right)$

其中，N为有限元模型的物理层数λ₀ ^th(t)＝0。

为更好地利用逆变器的热容量，即保证高可靠性的同时实现输出性能最大化利用，关键在于考虑实际热状态。这需要关键元器件(准Z源网络中二极管与耦合电感、主逆变桥RB-IGBT)的温度反馈。而散热器或冷却剂的温度等容易测量的量，却无法提供必要的实时温度信息。根据损耗计算系统实时温度，须确定开关器件的热阻网络，同时开关器件热阻将直接影响器件的热行为。虽然生产商会为用户提供其结-壳的暂态热阻曲线，但在实际应用中器件的结温很难被准确测量，用户难以采用实验法根据结温获得准确的结-壳-环境的热阻模型。本项目利用ANSYS软件，采用有限元建模的方法收集器件各点结温，建立准确的热RC模型。逆变器热阻RC模型计算流程具体步骤如下：

由生产商提供的数据手册得到RB-IGBT与二极管的物理参数，如尺寸、相对位置、所用材料、导热系数等，用ANSYS软件建立3D有限元模型，根据实际应用环境设定温度边界条件，N表示模型的物理层数。

根据有限元建模得到的各结点温度求得各层的热阻抗值，其中P为任意设定的、恒定的功率输入值。 为动态响应方程，通常用来求取热量传播的延迟时间；R_i为电阻值

根据Elmore延迟公式：计算出热量传播的延迟时间

判断是否逐层完成了热量传播延迟时间的计算，若计算完第N层则往下计算热时间常数，若仍有未完成层数则返回第二步。

根据公式计算出每层材料的热时间常数τ_i。其中

根据公式得到每层的热电容值。

得出系统的热阻模型，如图5所示，其中R₁,R₂...R_n，C₁,C₂...C_n为各层的热阻值与热电容值，R_cam,C_cam为散热器热电阻值与热电容值。

已知逆变器等效热阻网络以及热阻抗公式时，当外壳温度T_c经测量得到，令T_i-1(t)＝T_c，同时输入功率P为损耗模型求得的逆变器损耗P^* _loss.max可以推导出逆变器上6个RB-IGBT的结温值T_j。在逆变器安全温度限值内取最高温度值，计算得到温升最小的ΔT_j作为动态频率控制的输入值。

图6为本实施例提供的一种电流型准Z源逆变器的动态频率控制过程：

经过功率循环，得到逆变器上6个RB-IGBT，二极管的结温值；将每个功率循环中每个RB-IGBT与二极管的实时最大结温通入限幅器确保实其不超过器件与绕组的安全温度限值。在6个RB-IGBT中，当结温变换频率低时，热时间常数相应较大，经过不对称滤波器追踪得到一个开关周期内单个结温高频最大值与器件设定的安全限值相减，得到RB-IGBT结温差最小值ΔT_j,1。在低转速高转矩运行时，该结温差波动尤为明显，在二极管侧，将实时结温通入限幅器后与安全温度限值相减分别得到各自结温差T_j,2。

结温差越大，表示器件的热容量利用率越低，所以在调节系统开关频率时，为提高器件热容量利用率，选取结温差ΔT_j最小值做为控制量来提高开关频率。

将结温差ΔT_j,1和T_j,2通过比较器，得到开关频率。以4kHz为例，当结温差很大，系统热容量利用率低时，经过比较器将开关频率从4kHz分四档逐步上升到10kHz,上升的开关频率反馈回损耗计算模型中会增加逆变器损耗，使得器件升温，结温差ΔT_j减小。

将滞回比较器输出的最大开关频率作为系统开关频率f^* _sw。

由上述技术方案可知，本发明采用电流型准Z源逆变器，通过调整电流型准Z源逆变器直通占空比、开关频率、空间矢量脉宽调制器输出的控制信号来主动管理损耗以改善效率与可靠性，综合考虑性能与可靠性的权衡与改善，解决逆变器在实际热约束下的主动热优化的控制问题，最大化利用逆变器的热容量以获得更大的输出，满足电动汽车对驱动器的日益严苛要求。

图7示出了本实施例提供的一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制装置的结构示意图，包括：

损耗计算模块11，用于根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗；

结温计算模块12，用于根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；

滞回频率控制模块13，用于根据所述第一结温值和第一安全温度限值，得到第一结温差，并根据所述第一结温差和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值和第二安全温度限值，得到第二结温差，并根据所述第二结温差和所述滞回比较器，得到第二开关频率，选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者做为电动汽车驱动系统的开关频率，以使电动汽车驱动系统热容量利用率最高；

将滞回频率控制模块13的频率再反馈回损耗计算模块11，用于逆变器的总损耗更新计算。

其中，所述第一结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中绝缘栅双极型晶体管IGBT的结温值，所述第二结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中二极管的结温值。

本实施例采用电流型准Z源逆变器，通过调整电流型准Z源逆变器的开关频率来主动管理损耗以改善效率与可靠性，综合考虑性能与可靠性的权衡与改善，解决逆变器在实际热约束下的主动热优化的控制问题，最大化利用逆变器的热容量以获得更大的输出，满足电动汽车对驱动器的日益严苛要求。

作为本实施例的优选方案，所述损耗计算模块11包括：

电流型准Z源逆变器的总损耗P_{inv_total}为：

$\begin{array}{c}{P}_{inv\_total}=(1.15i+7.4e^{-3}{i}^2+7.4e^{-3}i\·T_j)+\\ 0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}+\\ (I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc}\left)\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}\right)\end{array}---\left(1\right)$

其中，i为电流型准Z源逆变器电流，T_j为电流型准Z源逆变器的结温值，V_in为准Z源网络的输入直流电压，I_i为电流型准Z源逆变器输入电流，V_ref为数据表上IGBT的额定测试电压，I_ref为数据表上IGBT的额定测试电流，m为电流型准Z源逆变器的相数，D_op为开路零状态的占空比，E_off为IGBT的关断能耗，f_sw为电流型准Z源逆变器的开关频率，V_1-1为电流型准Z源逆变器输出的交流线电压幅值，E_on为IGBT的开通能耗，I₁为电流型准Z源逆变器中的二极管电流，U_d为电流型准Z源逆变器中的二极管导通管压降，E_rrd为电流型准Z源逆变器中的二极管反向恢复能耗，V_dc为电流型准Z源逆变器直流母线电压。

由此可得，逆变器损耗除自身特性外还与器件结温、开关频率、导通压降、电流、输入电压，直流母线电压等相关。

具体地，所述结温计算模块12包括：

功率损耗计算单元，用于根据所述总损耗、第一安全温度限值、第一温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第一功率损耗，同时根据所述总损耗、第二安全温度限值、第二温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第二功率损耗；

结温值计算单元，用于根据所述第一功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值，同时根据所述第二功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第二结温值。

通过对总损耗公式的进一步变换为公式，将功率值作为后续模型的输入，能够计算得到结温值。

进一步地，所述电流型准Z源逆变器热阻模型包括：

有限元模型建立单元，用于根据IGBT和二极管的物理参数，建立有限元模型；

热阻抗值计算单元，用于根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值；

延迟时间计算单元，用于根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间；

热时间常数计算单元，用于根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数；

热电容值计算单元，用于根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，从而得到电流型准Z源逆变器的热阻模型。

通过建立电流型准Z源逆变器热阻模型，将公式(16)中的功率作为输入，能够用于建立电流型准Z源逆变器的热阻模型，且能够计算得到逆变器的结温值。

更进一步地，所述热阻抗值计算单元包括：

第i层有限元模型的热阻抗值Z_i ^th(t)为：

${Z_i}^{th}\left(t\right)=\frac{T_i\left(t\right)-T_{i-1}\left(t\right)}{P}---\left(2\right)$

其中，i为正整数，t为时间，T_i(t)为第i层的结点温度，T_i-1(t)为第i-1层的结点温度，P为电流型准Z源逆变器的功率损耗；

所述延迟时间计算单元包括：

第i层有限元模型热量传播的延迟时间λ_i ^th(t)为：

${{\mathrm{\λ}}_i}^{th}\left(t\right)=\underset{0}{\overset{\mathrm{\∞}}{\∫}}(1-\frac{{Z_i}^{th}\left(t\right)}{R_i})dt---\left(3\right)$

其中，R_i为第i层有限元模型的电阻值；

所述热时间常数计算单元包括：

第i层有限元模型的热时间常数τ_i为：

${\mathrm{\τ}}_i={{\mathrm{\λ}}_i}^{th}\left(t\right)-{{\mathrm{\λ}}_{i-1}}^{th}\left(t\right)---\left(4\right)$

其中，λ₀ ^th(t)＝0；

所述热电容值计算单元包括：

第i层有限元模型的热电容值C_i ^th(t)为：

${C_i}^{th}\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_i}{\underset{j=i}{\overset{N}{\Σ}}{R}_j}---\left(5\right)$

其中，N为有限元模型的物理层数λ₀ ^th(t)＝0。

本实施例提供的装置根据实际的开关器件与绕组温度值与预先设定的温度极限，基于实时温度反馈进行逆变器的主动热管理控制。在一些特定的运行工况如低速或温度达到极限时，根据逆变器关键部件的实际可用热容量来动态调节准Z源逆变器的开关频率主动控制损耗/温度，可最大化利用逆变器的热容量实现运行性能极限最大化。

本发明的说明书中，说明了大量具体细节。然而，能够理解，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。

Claims (8)

1.一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制方法，其特征在于，包括：

根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗；

根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；

根据所述第一结温值和第一安全温度限值，得到第一结温差，并根据所述第一结温差和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值和第二安全温度限值，得到第二结温差，并根据所述第二结温差和所述滞回比较器，得到第二开关频率；选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者为电动汽车驱动系统的开关频率，以使电动汽车驱动系统热容量利用率最高；

其中，所述第一结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中绝缘栅双极型晶体管IGBT的结温值，所述第二结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中二极管的结温值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗，包括：

电流型准Z源逆变器的总损耗P_{inv_total}为：

$\begin{array}{c}{P}_{inv\_total}=(1.15i+7.4e^{-3}{i}^2+7.4e^{-3}i\·T_j)+\\ 0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}+\\ (I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc}\left)\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}\right)\end{array}---\left(1\right)$

其中，i为电流型准Z源逆变器电流，T_j为电流型准Z源逆变器的结温值，V_in为准Z源网络的输入直流电压，I_i为电流型准Z源逆变器输入电流，V_ref为数据表上IGBT的额定测试电压，I_ref为数据表上IGBT的额定测试电流，m为电流型准Z源逆变器的相数，D_op为开路零状态的占空比，E_off为IGBT的关断能耗，f_sw为电流型准Z源逆变器的开关频率，V_1-1为电流型准Z源逆变器输出的交流线电压幅值，E_on为IGBT的开通能耗，I₁为电流型准Z源逆变器中的二极管电流，U_d为电流型准Z源逆变器中的二极管导通管压降，E_rrd为电流型准Z源逆变器中的二极管反向恢复能耗，V_dc为电流型准Z源逆变器直流母线电压。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值，包括：

根据所述总损耗、第一安全温度限值、第一温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第一功率损耗，同时根据所述总损耗、第二安全温度限值、第二温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第二功率损耗；

根据所述第一功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值，同时根据所述第二功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第二结温值。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述电流型准Z源逆变器热阻模型的建立包括：

根据IGBT和二极管的物理参数，建立有限元模型；

根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值；

根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间；

根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数；

根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，从而得到电流型准Z源逆变器的热阻模型。

5.一种电动汽车驱动系统的主动热优化控制装置，其特征在于，包括：

损耗计算模块，用于根据电流型准Z源逆变器的实时数据，计算得到所述电流型准Z源逆变器的总损耗；

结温计算模块，用于根据所述-总损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值和第二结温值；

滞回频率控制模块，用于根据所述第一结温值和第一安全温度限值，得到第一结温差，并根据所述第一结温差和滞回比较器，得到第一开关频率；同时根据所述第二结温值和第二安全温度限值，得到第二结温差，并根据所述第二结温差和所述滞回比较器，得到第二开关频率；选择所述第一开关频率和所述第二开关频率中较小者为电动汽车驱动系统的开关频率，以使电动汽车驱动系统热容量利用率最高；

其中，所述第一结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中绝缘栅双极型晶体管IGBT的结温值，所述第二结温值为所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络中二极管的结温值。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述损耗计算模块包括：

电流型准Z源逆变器的总损耗P_{inv_total}为：

$\begin{array}{c}{P}_{inv\_total}=(1.15i+7.4e^{-3}{i}^2+7.4e^{-3}i\·T_j)+\\ 0.5\frac{2V_{in}{I}_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{2(1-2D_{op})}{E}_{off}\·f_{sw}+\\ 0.5\frac{2V_{in}-\frac{3}{\mathrm{\π}}{V}_{1-1}}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}{E}_{on}\·f_{sw}+\\ 0.5\×\frac{3}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_{1-1}\·I_i}{V_{ref}\·I_{ref}}\·\frac{1-\sqrt{3}m}{1-2D_{op}}(E_{on}+E_{off})\·f_{sw}+\\ (I_1\·U_d\·D_{op}+f_{sw}\·E_{rrD}(2V_{in}-V_{dc}\left)\frac{{I_i}^2}{{I_{ref}}^2}\right)\end{array}---\left(1\right)$

其中，i为电流型准Z源逆变器电流，T_j为电流型准Z源逆变器的结温值，V_in为准Z源网络的输入直流电压，I_i为电流型准Z源逆变器输入电流，V_ref为数据表上IGBT的额定测试电压，I_ref为数据表上IGBT的额定测试电流，m为电流型准Z源逆变器的相数，D_op为开路零状态的占空比，E_off为IGBT的关断能耗，f_sw为电流型准Z源逆变器的开关频率，V_1-1为电流型准Z源逆变器输出的交流线电压幅值，E_on为IGBT的开通能耗，I₁为电流型准Z源逆变器中的二极管电流，U_d为电流型准Z源逆变器中的二极管导通管压降，E_rrd为电流型准Z源逆变器中的二极管反向恢复能耗，V_dc为电流型准Z源逆变器直流母线电压。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述结温计算模块包括：

功率损耗计算单元，用于根据所述总损耗、第一安全温度限值、第一温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第一功率损耗，同时根据所述总损耗、第二安全温度限值、第二温度测量值，计算得到电流型准Z源逆变器的第二功率损耗；

结温值计算单元，用于根据所述第一功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第一结温值，同时根据所述第二功率损耗和电流型准Z源逆变器热阻模型，得到所述电流型准Z源逆变器等效热阻网络的第二结温值。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述电流型准Z源逆变器热阻模型包括：

有限元模型建立单元，用于根据IGBT和二极管的物理参数，建立有限元模型；

热阻抗值计算单元，用于根据所述有限元模型得到的结点温度，计算得到每层有限元模型的热阻抗值；

延迟时间计算单元，用于根据每层有限元模型的热阻抗值和每层有限元模型的电阻值，计算得到每层有限元模型热量传播的延迟时间；

热时间常数计算单元，用于根据相邻两层有限元模型的热量传播的延迟时间，计算得到相邻两层中下层有限元模型的热时间常数；

热电容值计算单元，用于根据每层有限元模型的热时间常数和有限元模型的总电阻值，计算得到每层有限元模型的热电容值，从而得到电流型准Z源逆变器的热阻模型。