CN101388643A - 功率逆变器模块热管理 - Google Patents

Abstract

本发明涉及功率逆变器模块热管理。根据示例实施例，提供了一种用于限制电机的工作温度的方法。该方法包括基于功率逆变器模块的温度基准T^*和功率逆变器模块的半导体器件温度T之间的温差生成用于电机的最大容许电流I^* _S(max)。该方法还包括基于最大容许电流I^* _S(max)和最大容许通量Ψ^* _S(max)生成最大容许转矩T^* _e(max)，并使用最大容许转矩T^* _e(max)限制转矩命令T^* _e以便将半导体器件温度T抑制在温度基准T^*以下。

Description

功率逆变器模块热管理

技术领域

本公开一般涉及电动机(electric motor)，且更具体地涉及用于电动机的功率逆变器模块(PIM)的热管理。

背景技术

近年来，技术的进步以及不断发展变化的风格喜好已引起汽车设计的重大变化。其中一个变化涉及汽车内各种电气系统的复杂性以及功率使用，尤其是代用燃料车辆，诸如混合动力车辆、电动车辆和燃料电池车辆。

在这些车辆中使用的电机(motor)所需的功率和/或转矩密度极其高。特定电机可以产生的功率或转矩的量很大程度上受绕组、或线圈、运行期间电机内的温度所限制。如果容许电机运行从而使得绕组温度变得太高，诸如PIM的半导体器件之类的敏感电部件可能受到损坏。

一种限制PIM温度的常用方法是计算输出或直流电流的I2T(电流对温度(current to temperature))并限制峰值电流的持续时间，所述峰值电流与规格的标称电流成固定比例。然而，该方法未考虑到PIM内部的加热机制，且以完全开环的方式工作。

因此，希望提供一种用于限制电动机的工作温度的系统和方法，其允许在运行的每个阶段连续地控制工作温度。另外，希望提供一种便利电机的连续运行同时限制工作温度的系统和方法。此外，结合附图和前述的技术领域及背景技术，本发明的其它可取特征和特性将根据随后的详细描述及所附权利要求书而变得显而易见。

发明内容

根据各种示范性实施例，提供了一种用于限制电机的操作温度的方法。该方法包括基于功率逆变器模块的温度基准(temperaturereference)T^*和功率逆变器模块的半导体器件温度T之间的温差生成用于电机的最大容许电流该方法还包括基于最大容许电流

和最大容许通量生成最大容许转矩

并使用最大容许转矩

限制转矩命令

以便将半导体器件温度T抑制在温度基准T^*以下。

根据其他示范性实施例，提供了一种控制器，该控制器可操作以限制汽车系统中的功率逆变器模块的温度。该控制器包括温度误差电路和比例积分器(PI)控制器电路，所述温度误差电路可操作以在温度误差电路的输出处提供功率逆变器模块的温度基准与功率逆变器模块的温度之间的差值，所述PI控制器电路耦合到温度误差电路的输出且可操作以提供至少部分基于该差值的电流基准I_S(fb)。

根据各种其它示范性实施例，提供了一种汽车系统。该汽车系统适当地包括电机和耦合到电机的功率逆变器模块。该汽车系统还包括耦合到电机的控制器和耦合到控制器的转矩限制器。控制器可操作以基于功率逆变器模块的温度极限T^*与功率逆变器模块的半导体器件温度T之间的差值生成用于电机的最大容许电流转矩限制器可操作以基于最大容许电流

限制用于电机的转矩命令。

附图说明

将在下文中结合附图描述本发明，其中相同的数字表示相同的元件，且

图1是根据本发明实施例的示范性汽车的示意图；

图2是示出根据本发明实施例的示范性PIM的框图；

图3是进一步示出根据本发明实施例的图2的PIM的构造的示意图；

图4是示出图2和3的PIM的等效热模型的框图；

图5是对利用图2的PIM的设备(plant)建模的框图；

图6是根据本发明的实施例对要控制的设备建模的框图；

图7是根据本发明的实施例对系统建模的框图；

图8是根据本发明的实施例对系统建模的框图；

图9是示出作为通量和电流的函数的示例电机的最大可用转矩的曲线图；

图10是示出根据实施例的示范性PIM温度限制控制器1000的框图；和

图11是示出根据实施例的基于图10的输出限制转矩命令的示例的框图。

具体实施方式

下列详细描述本质上仅是示范性的，且并不打算限制本发明或本发明的应用及用途。此外，不打算受前述的技术领域、背景技术、发明内容或下列详细描述中给出的任何明示或暗示的理论约束。

以下描述涉及被“连接”或“耦合”到一起的元件或零件。如本文中使用的，除非另有明确声明，“连接”是指一个元件/零件直接接合到另一个元件/零件(或直接与其通信)，且不一定是通过机械方式。同样，除非另有明确声明，“耦合”是指一个元件/零件直接或间接地接合到另一元件/零件(或者直接或间接地与其通信)，且不一定是通过机械方式。然而，应当理解，尽管下面可能在一个实施例中说明两个元件是“连接”的，但是在可选实施例中类似元件可以是“耦合”的，且反之亦然。因而，尽管这里示出的示意图描绘了元件的示范性布置，但在实际实施例中可以存在其它插入(intervening)元件、装置、零件或部件。也应该理解到，图1-11仅仅是说明性的且可以不按比例绘制。

图1到图11示出了一种用于限制电动机的工作温度的方法和/或系统。根据一方面，基于结温基准(junction temperature reference)(或极限)

与实际(要么是测量的要么是估计的)结温Tj之间的温差生成电机的最大容许电流

根据另一方面，基于基片温度基准(或极限)

与实际(要么是测量的要么是估计的)基片温度T_S之间的温差生成电机的最大容许电流

电机的最大容许电流然后被转换为转矩极限，该转矩极限用于限制电机的转矩命令。

图1示出了根据一个实施例的车辆10或“汽车”。汽车10包括底盘12、车体14、四个车轮16、和电子控制系统18。车体14布置在底盘12上且基本上封闭汽车10的其它部件。车体14和底盘12可以共同形成车架。车轮16的每一个均在车体14的相应拐角附近转动地耦合到底盘12。

汽车10可以是许多不同类型汽车中的任一种，诸如轿车、货车、卡车、或运动型多功能车(SUV)，且可以是两轮驱动(2WD)(即后轮驱动或前轮驱动)、四轮驱动(4WD)或全轮驱动(AWD)。车辆10也可以合并许多不同类型发动机中的任一种或它们的组合，所述发动机诸如汽油燃料内燃机或柴油燃料内燃机、“灵活燃料型车辆”(FFV)发动机(即，使用汽油和酒精的混合物)、气态化合物(例如，氢气和/或天然气)燃料发动机、燃烧/电动机混合发动机，以及电动机。

在图1所示出的示范性实施例中，汽车10是混合动力车辆、且还包括致动器(actuator)组件20、电池22、PIM组件24和散热器26。致动器组件20包括内燃机28和电动机/发电机(或电机)30。如本领域技术人员将理解的，电动机30在其中包括变速器，且尽管未示出还在其中包括定子组件(包括多个导电线圈)、转子组件(包括铁磁芯)、冷却流体(即冷却剂)、和至少一个温度传感器。内燃机28和电动机30是集成的，从而使得两者通过一个或多个驱动轴32机械地耦合到至少一些车轮16。散热器26连接到车架的外部，且尽管没有详细示出，散热器26包括贯穿其中的多个冷却通道，所述冷却通道包含诸如水和/或乙二醇(即“防冻剂”)的冷却流体(即冷却剂)，并且散热器26耦合到发动机28和PIM组件24。在一个实施例中，PIM组件24接收冷却剂并与电动机30共享冷却剂。散热器26可以类似地连接到PIM组件24和/或电动机30。

电子控制系统18与致动器组件20(包括其中的温度传感器)、电池22和PIM组件24可操作通信。尽管没有详细示出，电子控制系统18包括诸如逆变器控制模块和车辆控制器的各种传感器和汽车控制模块，或电子控制单元(ECU)，以及至少一个处理器和/或存储器，所述存储器包括存储在其上(或另一种计算机可读介质中)的用于执行如下所述的过程和方法的若干指令。

在运行期间，仍参考图1，通过以交替的方式用内燃机28和电动机30给车轮16提供功率和/或同时用内燃机28和电动机30给车轮16提供功率来操作车辆10。为了给电动机30供电，从电池22向PIM组件24提供直流(DC)功率，在功率被传送给电动机30之前所述PIM组件将直流功率转化为交流(AC)功率。

图2是示出根据实施例的示范性PIM200的框图。PIM200适当地包括栅极驱动单元210和六对并联连接的绝缘双极型晶体管(IGBT)和二极管201-206，其中对201包括IGBT Q1和二极管D1，对202包括IGBT Q2和二极管D2，对203包括IGBT Q3和二极管D3，等等。每个IGBT和二极管可以代表单一的硅片或并联连接的多片。

IGBT Q1-Q6的栅极耦合到控制IGBT操作的栅极驱动单元210。六个IGBT-二极管对201-206中的每一对与该六对中的另一对串联连接在由电池22提供的正电源电压和负电源电压两端，所述电池22构成了用于PIM200的直流输入电压Vdc。每个IGBT-二极管对201-206变为用于电机控制的开关，且串联连接的IGBT-二极管对之间的节点220、230、240一起提供了三相交流输出电压。PIM 200还包括连接在直流输入电压V_DC两端的电容器215。

其它实施例也可以利用其它PIM设计。例如，在某些应用中，可以使用金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)来代替IGBT-二极管对201-206。

图3是进一步示出根据实施例的图2的PIM200构造的示意图。PIM200的一个或多个硅片可以附接到像图3示出的直接敷铜基片那样的电路板。可选地，该一个或多个硅片可以附接到带绝缘材料的引线框或具有类似配置的绝缘金属基片。

图3示出IGBT Q1和二极管D1被用焊料层350结合到铜层340。绝缘层330布置在铜层340与另一铜层320之间，所述另一铜层320通过热接触(thermal contact)310而热耦合到散热件(heatsink)300。

PIM200的额定电流或额定功率在运行期间受硅结(siliconjunction)的最大温度限制，其是它们所附接处的热阻抗和功率耗散的函数。每个IGBT-二极管对201-206在该对被接通时经受传导损耗，并且在导通和关断状态之间的过渡期间经受开关损耗。在硅片中产生的这些损耗被传递通过图3中所示的各层。图3中所示的每个层300-350具有有限的热阻抗，当发生任何功率耗散时这导致了各层之间的温差。

因为图2的每个开关应当与外界电隔离，绝缘层330代表PIM200热阻抗的相当大的一部分。图3中的散热件300将PIM与环境冷却剂(ambient coolant)相接且该散热件300代表了热系统中的热阻抗的另一大部分，所述环境冷却剂可以是空气、水、油等。铜层320、340和焊料层350，以及IGBT Q1-Q6和二极管D1-D6的硅具有远小于绝缘层330的热阻抗。为简单起见，可以认为芯片温度等于结温T_j，可以认为基片温度等于散热件300的底部处的温度。可以认为基片是焊料层350、铜层340、绝缘层330和铜层320的组合，且其可以被建模为单一的热阻抗片。类似地，热接触310可以是具有相对较低热阻抗的热脂或散热垫(thermal pad)，且可以被视作散热件300的一部分。

图4是示出图2和3的PIM200的等效热模型的框图。假设基片温度是均匀的，且在开关201-206之间没有直接的热相互作用。如果用多个芯片来实施开关201-206，假设功率耗散平均分布，那么其可以被视为集总元件(lumped element)。例如，图2中的IGBT Q1的热阻抗可以由功率耗散与温差之间的关系定义，如方程(1)。

ΔT_js(Q₁)＝T_j(Q₁)-T_s＝T_jsQ*P_d(Q₁)(1)

在方程(1)中，下标“j”代表结，下标“s”代表基片，P_d(Q₁)代表Q1的功率耗散，T_jsQ是热阻抗，且*是卷积算子。在方程(1)的拉普拉斯变换后，热阻抗T_jsQ通常被表示为一阶滞后系统，如方程(2)所示。

T_jsQ＝ΔT_js(Q₁)/P_d(Q₁)＝R_θjsQ/(τ_jsQs+1)(2)

在方程(2)中，τ_jsQ是热时间常数，s是拉普拉斯算子，且R_θjsQ是热阻、或在稳态时的热阻抗。类似地在方程(3)中定义基片与环境材料之间的热阻抗。

T_sc＝ΔT_sc/P_d＝R_θsc/(τ_scs+1)(3)

在方程(3)中，下标“c”指的是冷却剂，且”P_d是传递到散热件的总功率耗散。假设所有的IGBT-二极管对201-206附接到同一散热件，则随后可以用方程(4)计算出Q1的结温，所述方程(4)根据方程(1)到(3)获得的。

T_j(Q₁)＝ΔT_js(Q₁)+T_s＝T_jsQ*P_d(Q₁)+T_s

＝ΔT_js(Q₁)+ΔT_sc+T_c＝T_jsQ*P_d(Q₁)+T_sc*P_d+T_c(4)

在方程(4)中，ΔT _sc＝T_s-T_c，其中T_c是系统的环境温度，且其在汽车应用中是冷却剂温度。根据方程(4)，如果结温T_j(Q₁)是可测得的，则有可能通过调节其的自耗散(self dissipation)P_d(Q₁)以及总功率耗散P_d来控制结温。

在大多数实际情况下，直接测量结温是困难的，除非在硅片上有内置的温度传感器。然而，在汽车应用中，为了其它目的测量环境温度T_c，且如果对热系统的功率耗散有足够的知识，则其可以被用于估计方程(4)中的结温。在极其低的电机速度下，来自每个开关的功率耗散可能不是平衡的。在此情况下，建立每个开关产生其温度的热模型是适当的，且随后取最大值来限制模块内的最大结温。此后，假设图2中每个开关的功率耗散是平衡的，且IGBT温度是受控的。正如D.W.Chung等人(IEEETrans.Ind.Electronics.，1999年6月第46卷第3期，pp.517-526上的“Minimum-lossstrategy for three-phase PWM rectifier”)所展示的，可以根据方程(5)-(12)计算每个芯片的功率耗散，其中假设PIM以平衡方式运行，且从每个芯片均匀地产生功率耗散。

$P_{\mathrm{con}\left(Q\right)}=\frac{V_T}{2\mathrm{\π}}(1+\frac{\mathrm{\π}}{4}\·\mathrm{MI}\·\cos \mathrm{\φ})I_s+\frac{R_T}{8}(1+\frac{8}{3\mathrm{\π}}\·\mathrm{MI}\·\cos \mathrm{\φ})I_s^2---\left(5\right)$

$P_{\mathrm{con}\left(D\right)}=\frac{V_D}{2\mathrm{\π}}(1-\frac{\mathrm{\π}}{4}\·\mathrm{MI}\·\cos \mathrm{\φ})I_s+\frac{R_D}{8}(1-\frac{8}{3\mathrm{\π}}\·\mathrm{MI}\·\cos \mathrm{\φ})I_s^2---\left(6\right)$

$P_{\mathrm{sw}\left(Q\right)}{|}_{\mathrm{SVPWM}}=E_{\mathrm{sw}\left(Q\right)}\·f_{\mathrm{sw}}\·\frac{I_s}{I_{\mathrm{spec}}}\·\frac{V_{\mathrm{dc}}}{V_{\mathrm{spec}}}---\left(7\right)$

$P_{\mathrm{sw}\left(Q\right)}{|}_{\mathrm{SVPWM}}=E_{\mathrm{sw}\left(D\right)}\·f_{\mathrm{sw}}\·\frac{I_s}{I_{\mathrm{spec}}}\·\frac{V_{\mathrm{dc}}}{V_{\mathrm{spec}}}---\left(8\right)$

P_sw＝α_PWM·P_sw|S_VPWM(9)

P_d(Q)＝P_con(Q)+P_sw(Q)(10)

P_d(D)＝P_con(D)+P_sw(D)(11)

P_d＝6(P_d(Q)+P_d(D))(12)

方程(5)和(6)分别计算IGBT和二极管的传导损耗，且忽略了调制方法的影响。在方程(5)和(6)中，I_S是正弦电机电流的峰值振幅在方程(5)中，V_T和R_T是IGBT电压降的一阶模型的参数，该电压降作为器件电流(device current)(当其导电时为相电流)的函数，且MI是通过一半直流电源电V_DC归一化的调制指数。类似地，在方程(6)中，V_D和R_D是二极管电压降的一阶模型的参数，该电压降作为器件电流(当其导电时为相电流)的函数，且MI是通过V_DC/2归一化的调制指数。

方程(7)和(8)分别计算IGBT和二极管的开关损耗。在方程(7)和(8)中，I_S是正弦电机电流的峰值振幅，E_SW(Q)和E_SW(D)是在给定的相电流I_spec和给定的直流总线电V_spec下在导通和关断过渡期间分别由IGBT和二极管耗散的能量总和。假定以切换频率f_SW使用连续的单值脉宽调制(SVPWM)。可以从方程(7)和(8)看出，开关损耗与相电流I_S和直流电源电压V_DC成比例。

在使用不连续PWM的情况下，在方程(7)和(8)中计算出的开关损耗根据方程(9)进行缩放，其中0.5≤αPWM≤1，表示开关损耗根据调制方法减少。分别通过方程(10)和(11)给出每个IGBT和二极管耗散的总功率，而由PIM200耗散的总功率是方程(10)和(11)的总和的六倍，如方程(12)所示。如上所述，方程(10)的功率耗散P_d(Q)和方程(11)的功率耗散P_d(D)影响硅结与基片之间的温差，而方程(12)的总功率耗散P_d影响基片与环境之间的温差，如方程(1)-(4)所示。

为了在用于直流总线电压V_DC和运行速度的给定操作条件下控制IGBT或二极管的温度，可以调节工作电流I_S。也有可能调节开关频率以实现相同的目的，但这在某些操作条件下受到约束，尤其是在高速运行时，因为这会降低控制分辨能力(control resolution)。

图5是对利用图2的PIM的设备500建模的框图。如图5所示，相电流I_S被输入到PIM块510、以及IGBT块520和二极管块530。直流电源电压V_DC和调制指数MI是PIM块510的操作条件，且是在方程(5)-(8)中使用的参数。基于到I GBT块520和二极管块530的这些输入，可以获得功率耗散P_d(Q)和P_d(D)，如方程(10)和(11)所示。求和块540和具有增益系数6的增益块(gain block)550，一起实施方程(12)以获得总耗散功率P_d。

在块560中，在结和基片之间的热阻抗(T_jsQ)乘以IGBT所耗散的功率(P_d(Q))以计算结与基片之间的温差(ΔT_js(Q))，如方程(2)所定义的。类似地，在块570中，基片和冷却剂之间的热阻抗(T_sc)乘以总耗散功率(P_d)以计算基片与环境之间的温差(ΔT_sc)，如方程(3)所定义的。最后，在求和块580中，IGBT结(IGBT junction)与基片之间的温差(ΔT_js(Q))、基片与冷却剂之间的温差(ΔT_sc)、和冷却剂温度T_c相加以获得IGBT结温度(T_j(Q))，如方程(4)中定义的。

图6是根据本发明实施例对系统600建模的简化框图。在图6中，系统600包括差分块(difference block)610和控制器C(s)620。系统600另外包括图5的设备P(s)500，其在图6中被简化且表示为单个块。到图5中设备500的其余输入作为参数处理，且在图6中未示出。

如图6所示，电机电流I_S是到设备500的输入，且IGBT结温T_j是该设备的输出。控制器620可操作以基于I GBT结温基准(或极限)T_j ^*与实际IGBT结温T_j之间的温差调节相电流I_S的量，所述温差是由差分块610计算出的。

由于方程(2)中的基片的热时间常数(τ_jsQ)通常小于1/2，所以使用该时间常数来提高逆变器额定值(inverter rating)是不切实际的。而且，大多数温度传感器具有比时间常数τ_jsQ更慢的动态特性，所以可以假设基片没有动态特性，且只有基片温度根据散热件的时间常数缓慢变化。在消除了基片时间常数的影响之后，可以修改图6的系统600，如图7所示。

图7是根据本发明实施例的对系统700建模的框图。像系统600一样，系统700包括图5的设备P(s)500。系统700另外包括控制器C(s)730和差分结(difference junction)701、720和740。根据此实施例，控制器730可操作以基于基片温度基准(或极限)和所测量的基片温度T_S之间的温差而调节相电流I_S的量，所述温差由差分结720提供。

通过在差分结710处从IGBT结温基准

减去估计的温差

可以计算出基片温度基准

通过忽略方程(2)的热时间常数(τ_jsQ)的影响，可以计算出估计的温差

如方程(13)所示。

反馈信号或基片温度T_S可以从温度传感器测量，所述温度传感器通常附接到功率模块的基片用于温度保护。设备P(s)500和差分结740可以被认为是具有相电流I_S作为输入且基片温度T_S作为输出的新设备p(s)750。

图8是根据本发明实施例的对系统800建模的框图。像系统600一样，系统800包括图5的设备P(s)500。系统800也包括控制器C(s)830、差分结810和820、以及计算块840。根据此实施例，控制器830可操作以基于基片温度基准(或极限)

和估计的基片温度

之间的温差而调节相电流I_S的量，所述温差由差分结820提供。系统800代表结温T_j的准(quasi)开环控制。

在与图7中示出的实施例不同的情况下，从附接到基片的温度传感器不能得到所测量的基片温度T_S，则可以使用估计的基片温度计算块840可操作以从方程(2)-(12)获得估计的基片温度

和相电流I_S。计算块840还可操作以使用方程(13)获得估计的温差

差分结810具有与图7中差分结710相同的功能，但差分结820使用估计的基片温度

而不是由差分结720使用的所测量的基片温度T_S。

当涉及到控制基片温度的控制器730和830的设计时，可以使用比例积分控制器，其具有如下所述导出的增益。为了得到具有有限带宽ω_c的一阶响应，图7的系统700的开环增益应成为如方程(14)所示的一阶积分器，且控制器C(s)应满足方程(15)的条件，其中k_p和k_i是PI控制器的增益。

$G_o\left(s\right)=C\left(s\right)\·p\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s}---\left(14\right)$

$C\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s}\·p^{-1}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}---\left(15\right)$

设备p(s)实际上并不是线性时不变系统，而是非线性时变系统，且其可以从方程(3)和(5)-(12)计算出。假定所有参数不随电机电流I_S的微小变化而变化，则有可能使用小信号分析来得出方程(16)以解决此问题。

$p\left(s\right)=\frac{{\∂T}_s}{{\∂I}_s}{|}_{\mathrm{\Δ}{I}_s\→0}=\frac{6R_{\mathrm{\θsc}}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{sc}}s+1}[(C_{Q1}+C_{D1})+2(C_{Q2}+C_{D2})I_s]=\frac{K\left(I_s\right)}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{sc}}s+1}---\left(16\right)$

然而，诸如方程(5)和(6)中的MI和φ这样的参数也是电机运行的相电流I_S的函数，因而方程(16)可以是迭代方程的解。通过接受方程(16)的结果，那么方程(15)中的PI控制器C(s)的增益k_p和k_i是按方程(17)和(18)导出的。

$k_p=\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{sc}}\·{\mathrm{\ω}}_c}{K\left(I_s\right)}---\left(17\right)$

$k_i=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{K\left(I_s\right)}---\left(18\right)$

在方程(16)中，C_Q1、C_Q2、C_D1、和C_D2是方程(10)和(11)中IGBT和二极管损耗的系数，其可以表示为方程(19)和(20)。

$P_{d\left(Q\right)}=C_{Q1}\·I_s+C_{Q2}\·I_s^2---\left(19\right)$

$P_{d\left(D\right)}=C_{D1}\·I_s+C_{D2}\·I_s^2---\left(20\right)$

迄今，控制器C(s)的设计一直集中于IGBT结温控制，但是对于大多数实际应用而言，PIM温度应被约束在安全极限以下，而不是将其控制为与基准相等。在这种情况下，控制器C(s)的输出将确定在容许温度极限

内操作PIM的最大容许电流极限。

而且，由于相电流I_S不直接与取决于运行速度和直流总线电压的转矩成比例，则转矩命令应当被输入到电机控制算法，而不是相电流I_S。因此，温度限制控制器C(s)应适应电机控制目的。

例如，在永磁交流电机的情况下，在特定速度下的最大转矩受直流总线电压与反电动势(BEMF)振幅之间的关系限制。如果BEMF超出直流总线电压VDC的某部分，则应当通过增加电机的去磁电流、或通过减少电机转矩命令，减少BEMF。这给出了电机转矩与电流之间的非线性关系，该关系可以通过图9中所示的二维表求解。

图9是示出作为通量和电流的函数的示例电机的最大可用转矩的曲线图。图9的曲线图需要两个输入；一个是容许电流极限

以安培为单位，其可以是温度限制控制器C(s)的输出。另一个输入是最大容许通量

以伏特秒为单位，其由直流总线电压V_DC与运行速度之间的比率定义。图9的输出是对应于操作条件下的电流极限的最大容许转矩

对于特定的电机，通过测量驱动系统的容量，可容易地获得诸如图9的曲线图，或其可以通过表征电机的的弱磁运行(field weakeningoperation)而得到。

当为了PIM温度限制目的而应用控制器730、830的输出I_S时，由于稳定性问题，控制带宽ω_c不应被设定为比用于测量基片温度T_S的温度传感器的反馈带宽还高。因而，在反馈带宽与得自方程(3)的截止频率1/τ_sc之间选择ω_c。

作为例子，典型的热敏电阻器的时间常数是在大约3到5秒的范围内。如果热敏电阻器用于测量基片温度T_S，那么该控制器的带宽不能高于0.2到0.3rad/s，这与电机驱动系统中的任何其它控制器相比是相当慢的。因此，如果该控制器的输出被用来限制电机电流或转矩命令以用于超温保护，所达到的最终转矩将跟随温度控制器的动态特性，该动态特性不应被用于汽车应用，汽车应用应具有大约几毫秒到一百毫秒的响应时间的快速转矩控制。

为了加速控制行为，应使用前馈电流项I_S(ff)，其提供了在稳态下的容许电流极限的估计。通过解出方程(4)、(12)、(19)和(20)的稳态解，可以计算出前馈电流I_S(ff)。在稳态中，方程(4)可以被重写为方程(21)。

$T_{\mathrm{jQ}}-T_C=6R_{\mathrm{\θsc}}(P_D+P_Q)+R_{\mathrm{\θsc}}{P}_Q$

$=[6R_{\mathrm{\θsc}}(C_{Q1}+C_{D1})+R_{\mathrm{\θjs}}{C}_{Q1}]I_s$

(21)

$+[6R_{\mathrm{\θsc}}(C_{Q2}+C_{D2})+R_{\mathrm{\θjs}}{C}_{Q2}]I_s^2$

$={\mathrm{\β}}_1{I}_s+{\mathrm{\β}}_2{I}_s^2$

此处，β₁和β₂是如上所述的操作条件的函数。当温度基准大于冷却剂温度T_c时，方程(21)存在唯一解：方程(22)。

$I_{s\left(\mathrm{ff}\right)}=\frac{-{\mathrm{\β}}_2+\sqrt{{\mathrm{\β}}_2^2+4{\mathrm{\β}}_1(T_j^{*}-T_c)}}{2{\mathrm{\β}}_1}---\left(22\right)$

当采用前馈电流项I_S(ff)时，控制器730、830应减少前馈电流以在温度误差为负时补偿建模误差，并在温度误差为正时提高逆变器功率。在PI控制器中的积分器的正极限应设为零，以便在反馈温度低于温度基准时不累积温度误差。换句话说，当误差为正且初始积分器值为零时，通过控制器增益k_p和温度误差，确定了根据此算法的电流提升的量，如方程(23)中所示。

$I_{s\left(\max \right)}=I_{s\left(\mathrm{ff}\right)}+I_{s\left(\mathrm{fb}\right)}$

$=I_{s\left(\mathrm{ff}\right)}+k_p(T_j^{*}-T_{j\left(Q\right)})$

当 $T_j^{*}>T_{j\left(Q\right)}$ 时(23)

$=I_{s\left(\mathrm{ff}\right)}+k_p(T_s^{*}-T_s)$

图10是示出根据本发明实施例的示范性PIM温度限制控制器1000的框图。控制器1000适当地包括温度误差块1010、PI控制器块1020、前馈块1030、限制块1040、差异收集块(discrepancy collection block)1050、最大转矩块1060、和操作条件块1070。

温度误差块1010包括差分结1011和1013。差分结1011从温度基准减去该结(junction)与基片之间的估计温差

以获得基片温度基准

差分结1013从基片温度基准减去估计的基片温度

以获得基片温度误差ΔT，该误差被提供为到PI控制器块1020的输入。可以基于方程(5)-(12)获得估计的基片温度

和估计的结温

如图10中所示的使用估计的基片温度

和估计的结温代表准开环控制。在可选实施例中，可以使用所测量的基片温度T_S和所测量的结温T_j。

PI控制器块1020包括差分结1021、增益块1023和1029、积分器块1025、和求和结(summing junction)1027，这实施了上述的PI控制器。用于电流提升的电流基准I_S(fb)是PI控制器块1020的输出。

前馈块1030计算前馈电流项I_S(ff)并在求和结1031将其添加到电流基准I_S(fb)以获得初始最大允许电流

限制块1040基于系统操作所需的最大值或最小值而限制前馈块1030的初始最大容许电流以获得最大容许电流

如前面解释的，最大容许电流

是到最大转矩块1060的输入之一。

差异收集块1050在差分结1053处收集前馈块1030与限制块1040之间的差值，随后在增益块1051处用因子1/k_p将其减小。减小的差值然后在差分结1021被反馈回PI控制器块1020以便避免终结(wind-up)现象。

操作条件块1070在块1071获得直流总线V_DC电压与运行速度N_R的比率，然后在增益块1073将该比率乘以因子K以获得最大容许通量

如前面解释的，最大容许电流是到最大转矩块1060的另一个输入。基于最大容许电流和最大容许通量

最大转矩块1060产生最大容许转矩

该最大容许转矩

然后可以被发送到电机控制算法以限制转矩命令从而将IGBT结温降低到温度基准或极限以下。

图11是示出根据示例实施例的基于图10输出限制转矩命令的示例的框图。在图11中，示出的最大转矩块1060和操作条件块1070如同图10中一样。转矩限制块1080使用最大容许转矩

限制初始转矩命令

并生成转矩命令

然后使用弱磁算法1090在特定速度(N_r)和直流总线电压V_DC下根据受限的转矩生成电流命令。在示出的实施例中，电流命令包括两个命令

和

以控制诸如图2的PIM200之类的逆变器内的电流。

尽管已经在前面的详细描述中给出了至少一个示例实施例，应理解存在大量的变型。也应理解，一个或多个示例实施例不打算以任何方式限制本发明的范围、适用性或配置。相反，前面的详细描述将给本领域技术人员提供实施可以在至少一个实施例中发现的创造性方面的便利指南。本发明的主题包括在示例实施例中公开的各种元件、零件、功能和/或性质的所有组合和子组合。应理解，可以对元件的功能与布置作出多种改变，而不脱离由所附权利要求书及其法律等效物记载的本发明的范围。

Claims (20)

1.一种方法，包括：

基于功率逆变器模块的温度基准T^*和功率逆变器模块的半导体器件温度T之间的温差生成用于电机的最大容许电流

基于最大容许电流

和最大容许通量

生成最大容许转矩

和

使用最大容许转矩

限制转矩命令

以便将半导体器件温度T抑制到温度基准T^*以下。

2.如权利要求1所述的方法，其中生成最大容许电流

包括计算功率逆变器模块的半导体器件温度T。

3.如权利要求2所述的方法，其中计算功率逆变器模块的半导体器件温度T包括至少使用功率逆变器模块的冷却剂温度T_c来估计功率逆变器模块的结温T_j。

4.如权利要求3所述的方法，其中计算功率逆变器模块的半导体器件温度T还包括使用功率逆变器模块的总功率耗散P_d来估计结温T_j。

5.如权利要求1所述的方法，其中生成最大容许电流

包括测量功率逆变器模块的半导体器件温度T。

6.如权利要求5所述的方法，其中测量功率逆变器模块的半导体器件温度T包括：

测量功率逆变器模块的结温T_j；和

通过调节功率逆变器模块的晶体管的自耗散P_dQ和通过调节功率逆变器模块的总功率耗散P_d，来控制功率逆变器模块的结温T_j。

7.如权利要求5所述的方法，其中测量功率逆变器模块的半导体器件温度T包括测量功率逆变器模块的基片温度T_s。

8.一种可操作以限制汽车系统中的功率逆变器模块的温度的控制器，该控制器包括：

温度误差电路，其可操作以在温度误差电路的输出处提供功率逆变器模块的温度基准和功率逆变器模块的温度之间的差值；和

耦合到温度误差电路的输出的比例积分器(PI)控制器电路，所述PI控制器电路可操作以提供至少部分基于该差值的电流基准I_S(fb)。

9.如权利要求8所述的控制器，功率逆变器模块的温度包括测量的功率逆变器模块的温度。

10.如权利要求9所述的控制器，测量的功率逆变器模块的温度包括测量的功率逆变器模块的结的温度。

11.如权利要求8所述的控制器，功率逆变器模块的温度包括估计的功率逆变器模块的温度。

12.如权利要求11所述的控制器，估计的功率逆变器模块的温度包括估计的功率逆变器模块的基片温度。

13.如权利要求8所述的控制器，其中PI控制器电路具有传递函数C(s)，其基本上表示为 $C\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s},$ 其中k_p和k_i包括PI控制器电路的增益。

14.如权利要求8所述的控制器，还包括耦合到PI控制器电路的输出的前馈电路，该前馈电路可操作以基于将前馈电流项I_S(ff)添加到电流基准I_S(fb)而输出初始最大容许电流

15.如权利要求14所述的控制器，还包括耦合到前馈电路的输出的限制电路，该限制电路可操作以通过基于汽车系统运行所需的最大值或最小值来限制初始最大容许电流

而输出最大容许电流

16.如权利要求15所述的控制器，还包括耦合到前馈电路的输出、限制电路的输出以及PI控制器电路的输入的差异收集电路，该差异收集电路可操作以计算最大容许电路

与初始最大容许电流

之间的差值，然后按因子1/k_p减小该差值，其中k_p包括PI控制器电路的增益。

17.一种汽车系统，包括：

电机；

耦合到该电机的功率逆变器模块；

耦合到该电机的控制器，该控制器可操作以基于功率逆变器模块的温度极限T^*与功率逆变器模块的半导体器件温度T之间的差值生成用于该电机的最大容许电流

以及

耦合到控制器的转矩限制器，该转矩限制器可操作以基于最大容许电流限制用于该电机的转矩命令。

18.如权利要求17所述的汽车系统，其中功率逆变器模块的温度极限T^*包括结温极限且功率逆变器模块的半导体器件温度T包括估计的结温

19.如权利要求17所述的汽车系统，其中功率逆变器模块的温度极限T^*包括结温极限且功率逆变器模块的半导体器件温度T包括测量的结温T_j。

20.如权利要求17所述的汽车系统，其中功率逆变器模块的温度极限T^*包括基片温度极限

且功率逆变器模块的半导体器件温度T包括基片温度T_s。

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