WO2014162755A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2014162755A1
WO2014162755A1 PCT/JP2014/050392 JP2014050392W WO2014162755A1 WO 2014162755 A1 WO2014162755 A1 WO 2014162755A1 JP 2014050392 W JP2014050392 W JP 2014050392W WO 2014162755 A1 WO2014162755 A1 WO 2014162755A1
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WO
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torque
unit
torque command
correction amount
temperature
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Application number
PCT/JP2014/050392
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English (en)
French (fr)
Inventor
小高　章弘
鳥羽　章夫
Original Assignee
富士電機株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device having a function of protecting a power semiconductor element such as a semiconductor switching element constituting the power conversion device from an overheating accident.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 in an electric motor variable speed drive power conversion device on which a power semiconductor element such as a semiconductor switching element is mounted, the temperature of the semiconductor element exceeds the allowable temperature and before the semiconductor element breaks down, the semiconductor element A conventional technique is disclosed in which the current flowing in the semiconductor device is limited to protect the semiconductor element and the power converter from an overheating accident.
  • FIG. 9 is an overheat protection block diagram of the semiconductor element described in Patent Document 1, and FIG. 10 is an operation explanatory diagram thereof.
  • 100 is a rectifier circuit connected to a three-phase AC power source
  • 200 is an inverter provided with semiconductor switching elements 201 to 206
  • 300 is an electric motor driven by the inverter 200
  • 400 is a control device
  • 401 is a current detector.
  • 402 PWM control unit 403 a thermistor, 404 temperature sensing unit, 405 junction temperature estimation unit, 406 and 407 subtracter for obtaining a difference between the set temperature 1,2 and junction temperature T j, 408 is an operational amplifier 409, a current limiting function, 410 a comparator, 411 a current cutoff function, and 412 a base driver for driving the switching elements 201-206.
  • the junction temperature estimation unit 405 estimates the temperature of the switching element (the temperature of the junction), and when the estimated temperature exceeds each set temperature 1, 2 (T 0 , T 1 ), it is shown in FIG.
  • the output current is limited or cut off at such a current limiting rate to protect the switching element from overheating.
  • the algorithm for estimating the junction temperature is not directly related to the present invention, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 11 is a block diagram of overheating protection of a semiconductor element described in Patent Document 2 (block diagram of a motor control device), and FIG. 12 is a flowchart showing its operation.
  • reference numeral 501 denotes a torque limit value calculation unit that calculates a torque limit value based on the target torque and outputs from the rotation speed calculation unit 507 and the maximum temperature extraction unit 510
  • 502 denotes a d-axis current from the torque limit value.
  • An inverse coordinate conversion unit 505 that converts the command value v qr into a three-phase voltage command value, 505 generates an inverter control that generates a drive signal (gate signal) to be given to the switching element of the inverter 506 based on the three-phase voltage command value.
  • Control unit 301 is a three-phase motor driven by inverter 506, 507 is a rotation number calculation unit for calculating the rotation number of motor 301, and 508 is a d-axis current i d by detecting the current of each phase coil of motor 301. And a coordinate conversion unit 509 for converting the q-axis current i q into an element that estimates the temperature of the switching element of each phase of the inverter 506 from each phase coil current of the motor 301 and the temperature measurement value of the inverter 506 before the motor rotates.
  • a temperature estimation unit 510 is a maximum temperature extraction unit that extracts the maximum temperature from the input estimated temperatures.
  • the maximum temperature is extracted from the estimated temperature of the switching element of each phase of the inverter 506 by the processing of steps S11 to S16 in FIG. 12, and if this maximum temperature is smaller than a preset temperature threshold, Current control is performed by the processing of S18 to S21, and the motor 301 is driven by the inverter 506. Further, when the maximum temperature exceeds the temperature threshold, torque correction is performed so as to reduce the torque of the motor 301 (NO in step S17, S22), thereby reducing the generation loss of the switching element and realizing overheat protection. Yes.
  • the amount of torque to be throttled is determined in advance according to the difference between the estimated temperature value and the temperature threshold value, and the torque command value is proportional to the difference between the estimated temperature value and the temperature threshold value. It is exemplified to reduce.
  • FIG. 13 is a control block diagram of the permanent magnet synchronous motor disclosed in Patent Document 3
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the current command calculation unit 603 in FIG.
  • the reluctance torque of a permanent magnet type synchronous motor such as an embedded magnet type can be utilized, and a desired torque can be stably generated with a necessary minimum, that is, a minimum current.
  • patent document 3 is demonstrated easily, referring FIG. 13, FIG. 14, and the problem of patent document 1 is demonstrated after that.
  • the control block diagram of FIG. 13 shows a function for controlling the speed of the electric motor.
  • the deviation between the speed command ⁇ * of the electric motor 302 and the detected speed value ⁇ 1 is obtained by the subtractor 601, and this deviation is obtained. Accordingly, the torque command ⁇ * is adjusted by the speed adjuster 602 so as to obtain a desired rotational speed.
  • the current command calculation unit 603 calculates the d-axis and q-axis current commands i d * and i q * obtained by converting the current flowing through the motor 302 into rotational coordinates.
  • the voltage limit value calculator 612 based on the DC voltage detection value E dc output from the voltage detection unit 611 in order to output the maximum torque with the minimum current.
  • the optimum d-axis and q-axis current commands i d * and i q * are calculated in consideration of the output (voltage limit value) v alim and the speed detection value ⁇ 1 .
  • the d-axis and q-axis voltage commands v d * and v q * are converted into U, V, and W-phase voltage commands v u * , v v * , and v w * by the voltage coordinate converter 606, and are sent to the PWM circuit 607. Sent.
  • the PWM circuit 607 performs PWM control in consideration of the DC voltage E dc and generates a gate signal of a semiconductor switching element that constitutes the power converter 610 such as an inverter.
  • 608 is a three-phase AC power source
  • 609 is a rectifier circuit
  • 615 is a magnetic pole position detector
  • 616 is a speed detector.
  • a magnetic flux command calculator 603a, a load angle command calculator 603b, a load angle adjuster 603d, a magnetic flux limit value calculator 603e, an output limiter 603f, and a torque calculator The magnetic flux command value ⁇ * and the load angle command value ⁇ * are calculated by the operations of 603j, the subtractor 603c, the adder 603g, and the like, and the d-axis and q-axis current commands i d * and i q * are calculated by the current command calculator 603h. Calculate.
  • the torque calculator 603j calculates the output torque ⁇ calc of the motor based on the d-axis and q-axis current commands i d * and i q * calculated by the current command calculator 603h.
  • the load angle ⁇ * is adjusted so that ⁇ calc is fed back to coincide with the torque command ⁇ * .
  • the load angle adjuster 603d determines the magnetic flux inside the electric motor 302 based on the calculation result by the magnetic flux limit value calculator 603e. It works when limiting.
  • FIG. 13 is a control block diagram for performing the speed control of the electric motor 302 as described above.
  • FIG. The torque command ⁇ * is directly input from the outside instead of the speed controller 602 in FIG.
  • Patent Document 2 since it is possible to prevent overheating of the switching element by reducing the torque command value, when this is applied to the prior art of Patent Document 3, for example, it is described in FIG. It is sufficient to reduce the value of ⁇ * .
  • the torque reduction amount calculation means described in Patent Document 2 has the following problems.
  • the temperature of the semiconductor element will be described.
  • 15 and 16 are examples of simulation results such as the temperature rise value of the semiconductor element with respect to the refrigerant.
  • the power semiconductor module assumed in the simulation is a direct water-cooling power semiconductor module described in Non-Patent Document 1 described later.
  • the direct water cooling method is a method in which heat generated by the power semiconductor module is directly discharged into cooling water as a refrigerant, and details thereof are described in Non-Patent Document 1.
  • the absolute temperature of the semiconductor element in such a power semiconductor module is a value obtained by adding the refrigerant temperature to the temperature increase value described in FIGS. 15 and 16.
  • the temperature rise value TUP TJW with respect to the refrigerant of the semiconductor element is higher in the case of FIG. 15 where the output frequency is low. This is because there is a time constant between the generated loss of the semiconductor element and the accompanying temperature rise, and although the average temperature of both is the same, the instantaneous temperature increases as the output frequency decreases. It is.
  • Japanese Patent No. 3075303 (paragraph [0006], FIG. 2 etc.) Japanese Unexamined Patent Publication No. 2009-17707 (paragraphs [0048] to [0052], FIG. 1, FIG. 11, etc.) JP 2009-290929 A (paragraphs [0013] to [0026], FIG. 1, FIG. 2, etc.)
  • the problem to be solved by the present invention is to prevent power interference with the control system, and to properly and reliably perform overheat protection of the semiconductor element without limiting the motor torque more than necessary. To provide an apparatus.
  • the present invention provides a power conversion device such as an inverter for driving an electric motor as described in claim 1, wherein the semiconductor is based on a power semiconductor element and a torque command of the electric motor.
  • the present invention relates to a power conversion device including a control unit that controls an element and a semiconductor temperature detection / estimation unit that detects or estimates the temperature of the semiconductor element.
  • a feature of the present invention is that when the temperature detection value or temperature estimation value of the semiconductor element obtained by the semiconductor temperature detection / estimation unit is equal to or higher than the set temperature for overheating protection of the semiconductor element, the temperature of the semiconductor element Is provided with a torque command adjustment unit for adjusting the torque command so that the value coincides with the set temperature.
  • the torque command adjusting unit operates so as to eliminate a deviation between the set temperature and the detected temperature value or the estimated temperature value, and has at least a proportional controller and an integral controller.
  • Torque that is limited by the torque correction amount limiting unit includes a torque correction amount limiting unit that limits the torque correction amount so that the torque correction amount output from the adjustment unit does not increase the absolute amount of the torque command.
  • the torque command is corrected using the correction amount.
  • the adjustment unit may further include a differential adjuster.
  • a torque correction amount is added to the torque command as a reduction amount as described in claim 3, or a torque correction amount is set as described in claim 4.
  • the torque command adjusting unit in claim 3 sets the polarity of the torque command. Accordingly, a polarity reversing unit that reverses the polarity of the torque correction amount may be provided.
  • the torque command adjustment unit includes a lower limit value setting unit that sets the lower limit value of the torque correction amount limiting unit using the absolute amount of the torque command. May be.
  • the upper limit value of the torque correction amount limiting unit may be set to zero.
  • the torque command adjustment unit further includes an integral regulator limiting unit that limits the output of the integral regulator, and sets an upper limit value of the output between zero and the output of the proportional regulator.
  • the lower limit value of the output may be set to the difference between the lower limit value of the torque correction amount limiting unit and the output of the proportional regulator.
  • the torque command adjusting unit includes an integral regulator limiting unit that limits the output of the integral regulator, and a deviation between the set temperature and the detected temperature value or the estimated temperature value. And an integral controller operation adjusting unit that permits or stops the operation of the integral controller based on the output of the torque correction amount limiting unit, and sets the lower limit value of the output of the integral controller limiting unit as the torque correction amount. It can also be set to the difference between the lower limit value of the limiting unit and the output of the proportional controller.
  • the integral controller operation adjusting unit permits the operation of the integral controller when the temperature detection value or the temperature estimated value is equal to or higher than the set temperature, and the temperature detected value or the temperature estimated value is less than the set temperature, and If the torque correction amount limited by the torque correction amount limiter is a value that does not reduce the absolute amount of the torque command, the operation of the integral regulator is stopped and the output of the integral regulator is cleared to zero. The operation of the integral controller may be continued.
  • the present invention by adjusting the torque command of the electric motor according to the deviation between the semiconductor temperature detection value or the estimated temperature value and the set temperature, interference with the motor control system can be prevented, and the electric motor Without limiting the torque more than necessary, it is possible to reliably perform overheat protection of the semiconductor elements constituting the power converter.
  • 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the principal part of 2nd Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the principal part of 3rd Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the principal part of 4th Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the principal part of 5th Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the principal part of 6th Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the principal part of 7th Embodiment of this invention. It is a flowchart which shows operation
  • movement of 7th Embodiment of this invention. 10 is an overheat protection block diagram of a semiconductor element described in Patent Document 1.
  • FIG. 10 It is operation
  • FIG. 10 is an overheat protection block diagram of a semiconductor element described in Patent Document 2. It is a flowchart explaining the operation
  • FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
  • the power conversion device is constituted by a two-level inverter using six semiconductor switches in which IGBTs and diodes as power semiconductor switching elements are connected in antiparallel, and this inverter This is for driving a permanent magnet synchronous motor.
  • the power converter is not limited to a two-level inverter as shown, and the electric motor driven by the power converter is not limited to a permanent magnet synchronous motor.
  • 1 is a DC power source
  • 2 is an inverter connected to the DC power source
  • 3 is a current detector for detecting an output current of the inverter 2 (current of an electric motor 4 described later)
  • 4 is a permanent magnet synchronous motor
  • 6 is a speed detector
  • 7 is a voltage detector for detecting the voltage of the DC power source 1.
  • the control unit of the inverter 2 is configured in the same manner as that described in Patent Document 3 described above, and the d-axis and q-axis current commands i are based on the torque command ⁇ ** , the DC voltage detection value, and the speed detection value.
  • a PWM circuit 25 that generates a PWM signal, a gate driver 26 that generates a gate signal for the semiconductor switching element of the inverter 2 based on the PWM signal, and current detection values i u , i v (and i w ) by the current detector 3.
  • control unit 27 that generates d-axis and q-axis currents i d and i q by coordinate conversion using ⁇ 1 . Since the operation of the control unit is apparent from Patent Document 3, the description thereof is omitted here. Further, the configuration of the control unit is not limited to the example shown in FIG.
  • the torque command adjustment unit 10A which is the main part of this embodiment, will be described.
  • the subtractor 12 obtains a deviation from the detected semiconductor temperature value or the estimated semiconductor temperature value (hereinafter simply referred to as the semiconductor temperature). This deviation is input to an adjustment unit including a proportional adjuster 13, an integral adjuster 14, and an adder 15.
  • the output of the adjusting unit is limited to the upper limit value by the torque correction amount limiting unit 16 to become the torque correction amount ⁇ comp * , and is added to the original torque command ⁇ * by the adder 17 to be the final torque command of the motor 4.
  • ⁇ ** is calculated.
  • the proportional gain K p of the proportional regulator 13 is assumed to be positive values.
  • the adjustment unit is configured by the proportional adjuster 13, the integral adjuster 14, and the adder 15 will be described.
  • differential adjustment may be configured by adding a controller or a similar controller.
  • a temperature sensor is mounted on a semiconductor module constituting a power converter such as an inverter. Since this technique is well known, description thereof is omitted. Further, the means for estimating the temperature of the semiconductor element by the semiconductor temperature detection / estimation unit 11 is also described in Patent Document 1 and the like and is well known, and thus the description thereof is omitted. Note that any method of temperature detection or temperature estimation may be used to obtain temperature information of the semiconductor element.
  • the inverter 2 is composed of six IGBTs and free-wheeling diodes each.
  • the semiconductor temperature detection / estimation unit 11 outputs the highest temperature of these twelve semiconductor elements as the semiconductor temperature. Also good. As another method, if it is predicted that the temperature of some of the 12 semiconductor elements (for example, the IGBT is obviously higher than that of the free-wheeling diode), it may be limited to 6 IGBTs. The semiconductor temperature detection / estimation unit 11 may output the highest temperature as the semiconductor temperature.
  • the output of the adjusting unit including the proportional adjuster 13 and the integral adjuster 14 becomes a negative value.
  • the output of the adjustment unit becomes a positive value.
  • the torque correction amount ⁇ comp * limited by the torque correction amount limiting unit 16 is set by setting the upper limit value by the torque correction amount limiting unit 16 provided in the output stage of the adjusting unit to “0”. It does not exceed “0”.
  • the original torque command ⁇ * is corrected and reduced by the negative torque correction amount ⁇ comp * and is output as the final torque command ⁇ ** .
  • the reduction in torque means that the current supplied from the inverter 2 to the electric motor 4 is reduced, thereby reducing the generation loss of the semiconductor element. That is, the operation of the adjusting unit contributes only in the direction in which the temperature of the semiconductor element is reduced. Further, if the adjusting unit is configured by the proportional adjuster 13 and the integral adjuster 14 or the like, the torque command is automatically adjusted without reducing the torque more than necessary regardless of the operation state of the apparatus, and the semiconductor device It is possible to reliably perform overheat protection.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a main part of the second embodiment of the present invention.
  • a correction method of the torque command ⁇ * in the torque command adjustment unit 10B is a correction method of the torque command ⁇ * in the torque command adjustment unit 10B.
  • the final torque command ⁇ ** is obtained by adding the torque correction amount ⁇ comp * to the original torque command ⁇ *
  • the multiplier 19 multiplies the torque command ⁇ * by the second torque correction amount ⁇ comp ** to obtain the final torque command ⁇ **
  • the second torque correction amount ⁇ comp ** The torque correction amount ⁇ comp * of 1 is added to “1”.
  • the torque correction amount ⁇ comp * is a torque reduction amount
  • the second torque correction amount ⁇ comp ** is a torque reduction rate.
  • the basic concept of FIG. 2 is the same as that of FIG. 1, and when the semiconductor temperature becomes higher than the set temperature, the output signal of the adjustment unit (the first adjustment unit 13 and the integration adjustment unit 14) 1 (torque correction amount) ⁇ comp * becomes negative.
  • the first torque correction amount ⁇ comp * is a value of 0 ⁇ comp * ⁇ 1 by passing through the torque correction amount limiting unit 16a in which the upper limit value is set to “0” and the lower limit value is set to “ ⁇ 1”. Is input to the adder 17.
  • the adder 17 outputs a second torque correction amount ⁇ comp ** having a magnitude of 0 ⁇ comp ** ⁇ 1.
  • a final torque command ⁇ ** having a smaller magnitude than the torque command ⁇ * is output.
  • the lower limit value of the torque correction amount limiting unit 16a to “ ⁇ 1”, the polarity of the final torque command ⁇ ** is prevented from being reversed with respect to the original torque command ⁇ * . be able to.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the main part of the third embodiment of the present invention, and corresponds to a modification of the second embodiment.
  • the upper limit value of the torque correction amount limiting unit 16a is set to “1”, and the lower limit value is set to “0”.
  • the integration controller 14 integrates the positive value that has passed through the proportional controller 13 and outputs the output of the adjustment unit, that is, the torque.
  • the correction amount ⁇ comp * is a positive value.
  • the torque correction amount ⁇ comp * does not exceed “1” due to the action of the torque correction amount limiting unit 16a. If the torque correction amount ⁇ comp * is limited to “1”, the original torque command ⁇ * is not reduced in size via the multiplier 19 and is directly used as the final torque command ⁇ ** .
  • the deviation output from the subtractor 12 is negative, and a negative value that has passed through the proportional controller 13 is input to the integral controller 14.
  • the torque correction amount ⁇ comp * that has passed through the limiting unit 16a is limited to a value smaller than “1”.
  • the magnitude of the original torque command ⁇ * is reduced by the multiplier 19 to become the final torque command ⁇ ** .
  • the lower limit value of the torque correction amount limiting unit 16a is set to “0”, the polarity of the final torque command ⁇ ** is reversed with respect to the original torque command ⁇ * , as described above. Can be prevented.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the main part of the fourth embodiment of the present invention.
  • This embodiment differs from FIG. 1 in that a polarity reversing unit 18 is provided between the torque correction amount limiting unit 16 and the adder 17 in the torque command adjusting unit 10D.
  • the polarity reversing unit 18 includes a comparator 18a that compares the polarity of the original torque command ⁇ * with “0”, a switch unit 18b that switches between “1” and “ ⁇ 1” according to the output, and a switch unit 18b. And a multiplier 18c that multiplies the output signal by the first torque correction amount ⁇ comp * to calculate the second torque correction amount ⁇ comp ** .
  • the semiconductor command when the torque command ⁇ * is positive (hereinafter referred to as driving), the semiconductor command is decreased by decreasing the torque command ⁇ * to obtain the final torque command ⁇ **. And overheat protection is possible.
  • the torque command ⁇ * is negative (hereinafter referred to as braking)
  • the switch unit 18b switches between “1” and “ ⁇ 1” by the output of the comparator 18a according to the polarity of the torque command ⁇ * to the multiplier 18c.
  • the second torque correction amount ⁇ comp ** is generated by adjusting the polarity of the first torque correction amount ⁇ comp * by the multiplier 18c.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the main part of the fifth embodiment of the present invention.
  • This embodiment differs from FIG. 4 in that, in the torque command adjustment unit 10E, the lower limit value setting unit 16b sets the lower limit value of the torque correction amount limiting unit 16a that limits the first torque correction amount ⁇ comp *. is there.
  • the upper limit value of the torque correction amount limiting unit 16a is set to “0”, and the original torque command ⁇ * is input to the absolute value calculator 16c in the lower limit value setting unit 16b, and the output is input to the multiplier 16d.
  • the value multiplied by “ ⁇ 1” is the lower limit value of the torque correction amount limiting unit 16a.
  • the output of the integral regulator 14 is output at the moment when the torque command ⁇ * is reduced to + 20%. Is approximately -50%.
  • the output current of the inverter 2 is reduced, and the semiconductor temperature becomes lower than the set temperature, so that the output of the subtractor 12 becomes positive.
  • a positive value is input to the integral regulator 14, and its output starts to increase from -50% to a positive value due to the integral time constant of the integral regulator 14.
  • the integral controller 14 for a certain period. Is still negative, there may be a period in which the first torque correction amount ⁇ comp *, which is the sum of the output of the proportional regulator 13 and the output of the integral regulator 14, is a negative value.
  • the torque command ⁇ ** obtained by adding the negative second torque correction amount ⁇ comp ** to the original torque command ⁇ * reduced to + 20% becomes negative.
  • the electric motor 4 may generate a braking torque.
  • the power converter such as the inverter 2 is applied to the situation where the original torque command ⁇ * is positive, that is, the braking torque is generated even though the electric motor 4 is instructed to generate the driving torque.
  • the lower limit value of the torque correction amount limiting unit 16a is set by the lower limit value setting unit 16b.
  • the absolute value calculator 16c calculates the absolute value of the torque command ⁇ *, and a value obtained by multiplying the absolute value by “ ⁇ 1” by the multiplier 16d is the first torque correction amount ⁇ comp *.
  • the lower limit of is set by the lower limit value.
  • the second torque correction amount ⁇ comp ** through the polarity inverting unit 18 is also ⁇ 20%, and the final torque command obtained by adding the original torque command ⁇ * and the torque correction amount ⁇ comp ** Since the value ⁇ ** becomes 0, there is no fear that at least driving and braking are reversed.
  • the reason why the absolute value calculator 16c is provided in the lower limit setting unit 16b is that the positive / negative of the torque command is reversed by correcting the torque command ⁇ * when the original torque command ⁇ * is negative, that is, the braking torque. In order to prevent the drive torque from being output.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the main part of the sixth embodiment of the present invention.
  • This embodiment is different from FIG. 5 in that an integral adjuster limiting unit 16h for limiting the output of the integral adjuster 14 with upper and lower limit values is provided in the torque command adjusting unit 10F.
  • the output of the subtractor 12 becomes positive, and the integral regulator 14 has a positive value.
  • the integral regulator 14 has a positive value.
  • the output of the integral regulator 14 is supposed to immediately become a negative value, whereas a positive value is accumulated in the integral regulator 14. Therefore, it takes time until the output becomes a negative value. This causes deterioration of responsiveness as an overheat protection function. In some cases, there is a first problem that rapid overheat protection cannot be performed.
  • the first torque correction amount ⁇ comp * is limited by the lower limit value of the torque correction limiting unit 16a at the moment when the original torque command ⁇ * decreases to + 20% with respect to the reference value, the value is ⁇ 20% As a result, the corrected final torque command ⁇ ** does not become smaller than “0”. However, since the initial value of the output of the integral regulator 14 is negative -50%, the first torque correction amount ⁇ comp * (that is, the second torque correction amount ⁇ ) even though there is no need for overheat protection. comp ** ) becomes a negative value, and the original torque command ⁇ * may be corrected.
  • an integral regulator limit that limits the output of the integral regulator 14 by the upper and lower limit values.
  • a portion 16h is provided.
  • the upper limit value and the lower limit value of the integral regulator limiter 16h are values obtained by subtracting the output of the proportional regulator 13 from the upper limit value “0” and the lower limit value of the torque correction amount limiter 16a, respectively, as shown in the figure.
  • the sum of the output of the proportional controller 13 and the output of the integral controller 14 is the adjuster output, and this adjuster output is limited by the torque correction amount limiting unit 16a.
  • the output of the integral controller 14 (the limit value of the torque correction amount limiting unit 16a ⁇ the output of the proportional controller 13) may be reduced, the upper and lower limit values of the integral controller limiting unit 16h are set to the torque as shown in FIG. There is no problem even if the value obtained by subtracting the output of the proportional regulator 13 from the upper and lower limit values of the correction amount limiting unit 16a.
  • the output of the integral regulator 14 does not become a positive value in a state where the overheat protection is unnecessary, and the proportional regulator. Since the output of the integration controller 14 is held so that the adjustment unit output, which is the sum of the output of 13 and the output of the integration controller 14, becomes “0” and matches, the responsiveness as an overheat protection function is increased. Can be improved. On the other hand, considering the second problem in the previous example, it was explained that the initial value of the output of the integral regulator 14 was ⁇ 50% at the moment when the torque command ⁇ * decreased from + 200% to + 20%.
  • the output of the integral regulator 14 is limited to ⁇ 20%.
  • the output of the integral regulator 14 increases with an integral time constant toward a positive value with -20% as an initial value, and overheating. It is possible to shorten the period during which the torque command ⁇ * is corrected when the state is shifted to a state where there is no need for protection.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the main part of the seventh embodiment of the present invention.
  • an integral controller to which the output of the subtractor 12 and the output of the torque correction amount limiting unit 16a (first torque correction amount ⁇ comp * ) are input with respect to FIG. 6 described above.
  • the operation adjusting section 14a is provided, that controls the operation of the integral controller 14 by the output signal S 0 of the operation adjusting section 14a (enables or stops), as well as integral controller limiting unit for limiting the output of the integral controller 14 Only the lower limit is set to 16j (the upper limit is eliminated). In the case of stopping the operation of the integral controller 14 by the signal S 0, the output of the integral controller 14 is adapted to be cleared to zero.
  • the output of the integral controller 14 is limited so that the output of the adjusting unit obtained by adding the output of the proportional controller 13 and the output of the integral controller 14 becomes “0”.
  • the direct current component of the deviation between the set temperature and the semiconductor temperature that is, the direct current components of the outputs of the proportional regulator 13 and the integral regulator 14 cancel each other as described above, so that the regulator output is “0”. No problem occurs.
  • the output of the integral regulator 14 is out of phase with the output of the proportional regulator 13 along with the integration operation, and thus the high frequency component cannot be canceled. This may cause the torque command ⁇ * to be modulated at a high frequency even though the semiconductor temperature on which the noise is superimposed is lower than the set temperature.
  • the high-frequency fluctuation of the torque command ⁇ * causes high-frequency torque pulsation in the electric motor 4 driven by the inverter 2, and adversely affects the mechanical load connected to the electric motor 4.
  • it is conceivable to remove noise by passing the semiconductor temperature through a filter but there is a problem that application of the filter causes deterioration of responsiveness of overheat protection, and reliability of overheat protection is reduced.
  • the integral controller operation adjusting section 14a is provided, the operation allowance or stop the integral controller 14 by using the output signal S 0, to stop the integral controller 14
  • a function to clear the output to zero was provided.
  • a deviation between the set temperature and the semiconductor temperature and the first torque correction amount ⁇ comp * are input to the integral regulator operation adjustment unit 14a, and the operation of the integral regulator 14 is permitted / stopped according to the flow shown in FIG. Then, the zero clear process of the output of the integration controller 14 is performed.
  • step S1 YES and S2 when the semiconductor temperature is equal to or higher than the set temperature, the operation of the integration regulator 14 is permitted (steps S1 YES and S2), and the semiconductor temperature is lower than the set temperature and the torque correction amount ⁇ . If comp * is “0” (steps S1NO, S3YES), the operation of the integral regulator 14 is stopped and its output is cleared to zero (step S4). If the torque correction amount ⁇ comp * is not “0” (NO in step S3), the previous operation of the integral controller 14 is held (step S5). By these operations, the problem in the case where the high frequency noise component is superimposed on the semiconductor temperature as described above can be solved. In addition, when the stop of the integral controller 14 is determined, the integral controller 14 is cleared to zero, so that it is not necessary to perform the upper limit processing unlike the integral controller limiter 16h in FIG.
  • the second set temperature is set to be equal to or lower than the absolute maximum rated temperature of the semiconductor element.
  • the present invention can be used for overheating protection of the semiconductor element and the power conversion device targeting various power conversion devices having power semiconductor elements such as semiconductor switching elements and freewheeling diodes.

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Abstract

　半導体温度検出部／半導体温度推定部１１により得た半導体温度が設定温度以上になったときに半導体温度が設定温度と一致するようにトルク指令を調整するトルク指令調整部１０Ａを備える。このトルク指令調整部１０Ａは、設定温度と半導体温度との偏差をなくすように動作する比例調節器１３及び積分調節器１４を少なくとも有する調節部と、その出力であるトルク補正量τｃｏｍｐ ＊がトルク指令τ＊の絶対量を増加させないようにトルク補正量τｃｏｍｐ ＊を制限するトルク補正量制限部１６と、を有し、トルク補正量制限部１６により制限されたトルク補正量τｃｏｍｐ ＊を用いてトルク指令τ＊を補正する。これにより、制御系との間での干渉を防止すると共に、必要以上に電動機のトルクを制限することなく、半導体素子の過熱保護を適切かつ確実に行う。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子等の電力用半導体素子を過熱事故から保護する機能を備えた電力変換装置に関するものである。
　特許文献１や特許文献２には、半導体スイッチング素子等の電力用半導体素子が搭載された電動機可変速駆動用電力変換装置において、半導体素子の温度が許容温度を超えて破壊に至る以前に半導体素子に流れる電流を制限し、半導体素子や電力変換装置を過熱事故から保護するようにした従来技術が開示されている。
　図９は、特許文献１に記載されている半導体素子の過熱保護ブロック図であり、図１０はその動作説明図である。
　図９において、１００は三相交流電源に接続された整流回路、２００は半導体スイッチング素子２０１～２０６を備えたインバータ、３００はインバータ２００により駆動される電動機、４００は制御装置、４０１は電流検出器、４０２はＰＷＭ制御部、４０３はサーミスタ、４０４は温度検出部、４０５はジャンクション温度推定部、４０６，４０７は設定温度１，２とジャンクション温度Ｔｊとの差を求める減算器、４０８は演算増幅器、４０９は電流制限機能、４１０はコンパレータ、４１１は電流遮断機能、４１２はスイッチング素子２０１～２０６を駆動するベースドライバである。
　この従来技術では、ジャンクション温度推定部４０５がスイッチング素子の温度（接合部の温度）を推定し、その推定温度が各設定温度１，２（Ｔ０，Ｔ１）を超過したら、図１０に示すような電流制限率で出力電流を制限または遮断し、スイッチング素子の過熱保護を行っている。この従来技術において、ジャンクション温度を推定するアルゴリズムについては本願発明と直接関係がないため、説明を省略する。
　次に、図１１は、特許文献２に記載されている半導体素子の過熱保護ブロック図（モータ制御装置のブロック図）であり、図１２はその動作を示すフローチャート図である。
　図１１において、５０１は、目標トルクと、回転数演算部５０７及び最高温度抽出部５１０の出力とに基づいてトルク制限値を算出するトルク制限値算出部、５０２は、トルク制限値からｄ軸電流指令値ｉｄｒ及びｑ軸電流指令値ｉｑｒを演算するトルク－電流変換部、５０３は、ｄ軸電流指令値ｉｄｒ及びｑ軸電流指令値ｉｑｒと座標変換部５０８から出力されるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとの偏差からｄ軸電圧指令値ｖｄｒ及びｑ軸電圧指令値ｖｑｒをそれぞれ演算する電流制御部、５０４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄｒ及びｑ軸電圧指令値ｖｑｒを三相の電圧指令値に変換する逆座標変換部、５０５は、三相の電圧指令値に基づいてインバータ５０６のスイッチング素子に与える駆動信号（ゲート信号）を生成するインバータ制御部、３０１はインバータ５０６により駆動される３相モータ、５０７はモータ３０１の回転数を演算する回転数演算部、５０８は、モータ３０１の各相コイルの電流を検出してｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する座標変換部、５０９は、モータ３０１の各相コイル電流とモータ回転前のインバータ５０６の温度測定値とからインバータ５０６の各相のスイッチング素子の温度を推定する素子温度推定部、５１０は、入力された推定温度の中から最高温度を抽出する最高温度抽出部である。
　この従来技術では、図１２におけるステップＳ１１～Ｓ１６の処理により、インバータ５０６の各相のスイッチング素子の推定温度から最高温度を抽出し、この最高温度が予め設定した温度閾値より小さい場合には、ステップＳ１８～Ｓ２１の処理により電流制御を行ってインバータ５０６によりモータ３０１を駆動している。
　また、上記最高温度が温度閾値を超過したら、モータ３０１のトルクを低減するようにトルク補正を行うことにより（ステップＳ１７ ＮＯ，Ｓ２２）、スイッチング素子の発生損失を低減して過熱保護を実現している。
　なお、トルク補正ステップ（Ｓ２２）では、例えば温度推定値と温度閾値との差に応じてトルクを絞る量を予め決めておき、温度推定値と温度閾値との差に比例した割合でトルク指令値を低減することが例示されている。
　さて、前述した特許文献１では、図９から明らかなように、電動機の電流指令を制限することで実際に流れる電流を制限し、半導体素子の過熱保護を実現している。しかし、電動機を制御するための制御系において、電流指令を直接的に制限すると電動機制御に干渉を及ぼし、電動機の制御が不安定になって過熱保護の実現と過熱保護中における電動機の安定した制御との両立を図ることが困難になる。この点について、以下に簡単に説明する。
　図１３は、特許文献３に開示されている永久磁石同期電動機の制御ブロック図であり、図１４は、図１３における電流指令演算部６０３の構成を示すブロック図である。この従来技術によれば、埋込磁石形などの永久磁石形同期電動機のリラクタンストルクを活用でき、必要最低限すなわち最小の電流により、安定して所望のトルクを発生することが可能になる。
　以下では、図１３，図１４を参照しながら特許文献３について簡単に説明し、その後に特許文献１の問題点について説明する。
　まず、図１３の制御ブロック図は、電動機を速度制御するための機能を示したものであり、電動機３０２の速度指令ω＊と速度検出値ω１との偏差を減算器６０１により求め、この偏差に応じて、速度調節器６０２により所望の回転速度となるようにトルク指令τ＊を調整する。
　次いで、電流指令演算部６０３において、電動機３０２に流れる電流を回転座標変換したｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊を演算する。ここで、電流指令演算部６０３では、前述したように、最小の電流で最大のトルクを出力するために、電圧検出部６１１から出力される直流電圧検出値Ｅｄｃに基づく電圧制限値演算器６１２の出力（電圧制限値）ｖａｌｉｍや速度検出値ω１を考慮して、最適なｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊を算出している。
　ｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊は、電流検出器６１３ｕ，６１３ｗによる電流検出値ｉｕ，ｉｗ（及びｉｖ）を電流座標変換器６１４により回転座標変換したｉｄ，ｉｑが電流指令値ｉｄ ＊，ｉｑ ＊通りとなるように、減算器６０４ｄ，６０４ｑ及びｄ軸，ｑ軸電流調節器６０５ｄ，６０５ｑによりｄ軸，ｑ軸電圧指令ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を演算する。
　ｄ軸，ｑ軸電圧指令ｖｄ ＊，ｖｑ ＊は、電圧座標変換器６０６によりＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換され、ＰＷＭ回路６０７に送られる。ＰＷＭ回路６０７では、直流電圧Ｅｄｃを考慮しながらＰＷＭ制御を行い、インバータ等の電力変換器６１０を構成する半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する。
　なお、６０８は三相交流電源、６０９は整流回路、６１５は磁極位置検出器、６１６は速度検出器である。
　また、電流指令演算部６０３では、図１４に示すように、磁束指令演算器６０３ａ、負荷角指令演算器６０３ｂ、負荷角調節器６０３ｄ、磁束制限値演算器６０３ｅ、出力制限器６０３ｆ、トルク演算器６０３ｊ、減算器６０３ｃ、加算器６０３ｇ等の動作によって磁束指令値Ψ＊及び負荷角指令値δ＊を演算し、電流指令演算器６０３ｈによってｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊を演算する。
　なお、トルク演算器６０３ｊは、電流指令演算器６０３ｈにより演算されたｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊に基づいて電動機の出力トルクτｃａｌｃを演算しており、このトルク演算値τｃａｌｃがフィードバックされてトルク指令τ＊に一致するように負荷角δ＊が調整される。特に、負荷角調節器６０３ｄは、図１３の電力変換器６１０が電動機３０２を駆動するために電圧が不足する場合に、磁束制限値演算器６０３ｅによる演算結果に基づき、電動機３０２の内部の磁束を制限する際などに動作する。
　このような制御方法を適用することで、埋込磁石形などの永久磁石形同期電動機のリラクタンストルクを活用でき、安定に、かつ最小の電流で所望のトルクにより電動機の速度制御を行うことが可能となる。
　なお、図１３は、前述したように電動機３０２の速度制御を行うための制御ブロック図であるが、電動機が適用される装置によっては、単なるトルク制御を行うものもあり、この場合は、図１３における速度調節器６０２に代えてトルク指令τ＊が直接、外部から入力される。
　上記のように、特許文献３では、電動機３０２のトルク指令τ＊や電力変換器６１０の出力電圧等に応じて最適なｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊を演算している。
　ところが、特許文献１に記載されている技術を用いて、例えば図１４における電流指令演算器６０３ｈの後段に、半導体素子の過熱保護を目的とした電流制限手段を設け、安易に出力電流値の大きさを制限（ｄ軸電流指令ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊のどちらか一方または両方の大きさを制限）すると、図１４に記載された制御方法と過熱保護方法とが干渉し、電動機３０２を安定して制御することができなくなるといった問題がある。
　この問題を回避するために、図１４に記載された制御手法を改良することも考えられるが、改良した制御手法が複雑になることが想定され、制御装置の高価格化を招く。
　次いで、特許文献２に記載されている従来技術の問題点について説明する。
　特許文献２によれば、トルク指令値を低減することによってスイッチング素子の過熱を防ぐことができるため、これを特許文献３の従来技術に適用する場合には、例えば、図１４に記載されているτ＊の値を低減すれば良いことになる。
　ところが、特許文献２に記載されているトルク低減量の演算手段には、以下のような課題がある。
　特許文献２の課題について具体的に説明する前に、半導体素子の温度について説明する。
　図１５及び図１６は、冷媒に対する半導体素子の温度上昇値等のシミュレーション結果の例である。なお、シミュレーションにおいて想定した電力用半導体モジュールは、後述の非特許文献１に記載されている直接水冷方式の電力用半導体モジュールを想定したものである。ここで、直接水冷方式とは、電力用半導体モジュールの発熱を、冷媒としての冷却水に直接的に排熱する方式であり、その詳細は、非特許文献１に記載されている。このような電力用半導体モジュールにおける半導体素子の絶対温度は、図１５及び図１６に記載した温度上昇値に冷媒温度を加算した値となる。
　図１５及び図１６は、電力変換装置の制御対象として、ある電動機を想定し、あるトルクｔｒｑ［Ｎ・ｍ］を出力した場合における電動機電流ｉｕ［Ａ］、電力変換装置を構成する複数の半導体素子のうち、ある一つの半導体素子の発生損失ＴＵＰ ＬＯＳＳ［Ｗ］、及び、当該素子の冷媒に対する温度上昇値ＴＵＰ ＴＪＷ［Ｋ］のシミュレーション結果を示しており、両図で異なるのは、運転条件としての出力周波数である。図１５及び図１６から明らかな通り、出力周波数が異なっても同一のトルクを発生しているため、両条件にて電動機に流れる電流振幅も同一であり、発生損失も同等である。
　しかしながら、出力周波数が低い条件である図１５の方が、半導体素子の冷媒に対する温度上昇値ＴＵＰ ＴＪＷが高い。これは、半導体素子の発生損失とそれに伴う温度上昇との間には時定数が存在するためであり、両者の平均温度は同一となるものの、瞬間的な温度は出力周波数が低いほど高くなるためである。
特許第３０７５３０３号公報（段落［０００６］、図２等） 特開２００９－１７７０７号公報（段落［００４８］～［００５２］、図１，図１１等） 特開２００９－２９０９２９号公報（段落［００１３］～［００２６］、図１，図２等）
「車載用直接水冷ＩＧＢＴモジュール」，富士時報，Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．５，ｐ３０８－３１２，２０１１年
　以上の説明から、例えば、前述した直接水冷方式のＩＧＢＴモジュールにより構成される電力変換装置において、冷却系の異常などによる冷媒温度の上昇に伴って半導体素子を過熱保護する必要が生じた場合、電力変換装置の運転状況によって、トルクを低減する量は異なることが分かる。
　これに対し、先に説明したように、特許文献２には、温度推定値と予め設定された温度閾値との差に応じてトルクを絞る量を予め決めておき、温度推定値と温度閾値との差に比例した割合でトルク指令値を低減することが示されている。
　しかしながら、前述したごとく、発生トルクが同一でも出力周波数が相違しており、結果的に、冷媒に対する温度上昇値が異なるような運転条件のもとでは、特許文献２に記載されたようなトルク低減手段では確実な過熱保護を期待することができない。また、トルク指令値の低減量を予め大きく設定しておくことも考えられるが、この場合、装置の運転状況次第では必要以上にトルクを低減することにつながり、結果として過保護になるという問題がある。
　そこで、本発明の解決課題は、制御系との間での干渉を防止すると共に、必要以上に電動機のトルクを制限することなく、半導体素子の過熱保護を適切かつ確実に行うようにした電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するため、本発明は、請求項１に記載するように、電動機を駆動するためのインバータ等の電力変換装置であって、電力用半導体素子と、電動機のトルク指令に基づいて半導体素子を制御する制御部と、半導体素子の温度を検出または推定する半導体温度検出／推定部と、を備えた電力変換装置に関するものである。
　そして、本発明の特徴は、半導体温度検出／推定部により得た半導体素子の温度検出値または温度推定値が半導体素子の過熱保護を行うための設定温度以上になったときに、半導体素子の温度が設定温度と一致するようにトルク指令を調整するトルク指令調整部を備えたことにある。
　ここで、トルク指令調整部は、請求項２に記載するように、設定温度と温度検出値または温度推定値との偏差をなくすように動作し、かつ、少なくとも比例調節器及び積分調節器を有する調節部と、調節部から出力されるトルク補正量がトルク指令の絶対量を増加させないようにトルク補正量を制限するトルク補正量制限部と、を備え、トルク補正量制限部により制限されたトルク補正量を用いてトルク指令を補正するものである。
　なお、調節部には、更に微分調節器を備えていても良い。
　トルク指令調整部によるトルク指令の補正方法としては、請求項３に記載するように、トルク補正量を低減量としてトルク指令に加算する方法、または、請求項４に記載するように、トルク補正量を低減率としてトルク指令に乗算する方法がある。
　また、本発明では、駆動時または制動時の何れの場合にも所望の過熱保護を行うために、請求項５に記載するように、請求項３におけるトルク指令調整部が、トルク指令の極性に応じてトルク補正量の極性を反転させる極性反転部を備えていても良い。
　更に、請求項６に記載するように、請求項３または５において、トルク指令調整部が、トルク指令の絶対量を用いてトルク補正量制限部の下限値を設定する下限値設定部を備えていても良い。
　この場合、請求項７に記載するように、トルク補正量制限部の上限値をゼロに設定しても良い。
　あるいは、請求項８に記載するように、トルク指令調整部が、積分調節器の出力を制限する積分調節器制限部を更に備え、その出力の上限値をゼロと比例調節器の出力との差に設定し、かつ、出力の下限値をトルク補正量制限部の下限値と比例調節器の出力との差に設定しても良い。
　また、請求項９に記載するように、請求項６において、トルク指令調整部が、積分調節器の出力を制限する積分調節器制限部と、設定温度と温度検出値または温度推定値との偏差と、トルク補正量制限部の出力と、に基づいて積分調節器の動作を許可または停止する積分調節器動作調整部と、を更に備え、積分調節器制限部の出力の下限値をトルク補正量制限部の下限値と比例調節器の出力との差に設定することもできる。
　この場合、積分調節器動作調整部は、温度検出値または温度推定値が設定温度以上であるときは積分調節器の動作を許可し、温度検出値または温度推定値が設定温度未満であり、かつ、トルク補正量制限部により制限されたトルク補正量がトルク指令の絶対量を低減させない値であれば積分調節器の動作を停止すると共に積分調節器の出力をゼロクリアし、それ以外の場合には積分調節器の動作を継続させれば良い。
　本発明によれば、半導体温度検出値または温度推定値と設定温度との偏差に応じて電動機のトルク指令を調整することにより、電動機の制御系との間での干渉を防止し、しかも電動機のトルクを必要以上に制限することなく、電力変換器を構成する半導体素子の過熱保護を確実に行うことができる。
本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態の動作を示すフローチャートである。 特許文献１に記載されている半導体素子の過熱保護ブロック図である。 図９の動作説明図である。 特許文献２に記載されている半導体素子の過熱保護ブロック図である。 図１１の動作を説明するフローチャートである。 特許文献３に開示されている永久磁石同期電動機の制御ブロック図である。 図１３における電流指令演算部のブロック図である。 冷媒に対する半導体素子の温度上昇値等のシミュレーション結果を示す図である。 冷媒に対する半導体素子の温度上昇値等のシミュレーション結果を示す図である。
　以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
　まず、図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図である。この第１実施形態以下の各実施形態は、電力変換装置が、電力用半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴとダイオードとを逆並列接続した半導体スイッチを６個用いた２レベルインバータにより構成され、このインバータによって永久磁石同期電動機を駆動する場合のものである。ここで、電力変換装置は、図示のごとく２レベルインバータに限定されるものではなく、また、電力変換装置によって駆動される電動機も永久磁石同期電動機に限定されるものではない。
　図１において、１は直流電源、２は直流電源１に接続されたインバータ、３はインバータ２の出力電流（後述の電動機４の電流）を検出する電流検出器、４は永久磁石同期電動機、５は電動機４に取り付けられた磁極位置検出器、６は速度検出器、７は直流電源１の電圧を検出する電圧検出器である。
　インバータ２の制御部は、前述した特許文献３に記載されたものと同様に構成されており、トルク指令τ＊＊、直流電圧検出値及び速度検出値に基づいてｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊が演算される電流指令演算部２１と、ｄ軸，ｑ軸電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊とｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑとの偏差をそれぞれ求める減算器２２ｄ，２２ｑと、これらの偏差をゼロにするようなｄ軸，ｑ軸電圧指令ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を出力するｄ軸電流調節器２３ｄ及びｑ軸電流調節器２３ｑと、磁極位置検出値（位相角）θ１を用いた座標変換によりｄ軸，ｑ軸電圧指令ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相の電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換する電圧座標変換器２４と、電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊及び直流電圧検出値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ回路２５と、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ２の半導体スイッチング素子に対するゲート信号を生成するゲートドライバ２６と、電流検出器３による電流検出値ｉｕ，ｉｖ（及びｉｗ）からθ１を用いた座標変換によりｄ軸，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを生成する電流座標変換器２７と、を備えている。
　なお、上記制御部の動作は特許文献３から明らかであるため、ここでは説明を省略する。また、制御部の構成は、図１に示した例に何ら限定されるものではない。
　次に、この実施形態の主要部であるトルク指令調整部１０Ａの構成、作用について説明する。
　トルク指令調整部１０Ａにおいて、半導体スイッチング素子の設定温度（破壊に至る以前の許容温度）と、半導体温度検出部／半導体温度推定部（以下、単に半導体温度検出／推定部という）１１によって得られた半導体温度検出値または半導体温度推定値（以下、単に半導体温度という）との偏差が減算器１２により求められる。この偏差は、比例調節器１３、積分調節器１４及び加算器１５からなる調節部に入力される。この調節部の出力は、トルク補正量制限部１６により上限値が制限されてトルク補正量τｃｏｍｐ ＊となり、加算器１７により元のトルク指令τ＊に加算されて電動機４の最終的なトルク指令τ＊＊が演算される。なお、以下の説明において、比例調節器１３の比例ゲインＫｐは正の値であるものとする。
　また、以下の実施形態では、調節部を比例調節器１３、積分調節器１４及び加算器１５によって構成した例について説明するが、例えば、急峻な温度変化に対する応答性を改善する目的で、微分調節器またはこれに準ずる調節器を付加して調節部を構成しても良い。
　ここで、半導体温度検出／推定部１１により半導体素子（半導体スイッチング素子や還流ダイオード）の温度を検出する手段については、例えば、インバータ等の電力変換装置を構成する半導体モジュールに温度センサを搭載する等の技術が良く知られているため、説明を省略する。また、半導体温度検出／推定部１１により半導体素子の温度を推定する手段についても特許文献１等に記載されており、公知であるため、説明を省略する。なお、半導体素子の温度情報を得るには、温度検出または温度推定の何れの方法を用いても良い。
　図１では、インバータ２が各６個のＩＧＢＴ及び還流ダイオードにより構成されているが、これら１２個の半導体素子の温度のうち最も高い温度を半導体温度として半導体温度検出／推定部１１から出力させても良い。他の方法として、１２個の半導体素子のうちいくつかの半導体素子（例えば、還流ダイオードよりもＩＧＢＴの方が明らかに温度が高くなることが予測されれば、６個のＩＧＢＴに限定しても良い）の温度のうち、最も高い温度を半導体温度として半導体温度検出／推定部１１から出力させても良い。
　さて、図１において、半導体温度が設定温度よりも高くなると、前述の比例調節器１３及び積分調節器１４等からなる調節部の出力が負の値になる。一方、半導体温度が設定温度よりも低い場合には、調節部の出力が正の値になる。ここで、調節部の出力段に設けられたトルク補正量制限部１６による上限値を「０」に設定しておくことにより、トルク補正量制限部１６により制限されるトルク補正量τｃｏｍｐ ＊は「０」を超えることがない。
　つまり、半導体温度が設定温度よりも高くなった場合、元のトルク指令τ＊は負のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊により補正されて減少し、最終的なトルク指令τ＊＊として出力される。トルクが減少するということはインバータ２から電動機４に供給される電流が減少することであるから、これによって半導体素子の発生損失が低減される。すなわち、調節部の動作は、半導体素子の温度が低減する方向にのみ寄与することになる。また、調節部を比例調節器１３及び積分調節器１４等によって構成すれば、装置の運転状態如何に関わらず、必要以上にトルクを減少させることもなく、トルク指令が自動調整されて半導体素子の過熱保護を確実に行うことが可能となる。
　次に、図２は、本発明の第２実施形態の主要部を示すブロック図である。
　図１と異なるのは、トルク指令調整部１０Ｂにおけるトルク指令τ＊の補正方法である。図１の第１実施形態では、元のトルク指令τ＊にトルク補正量τｃｏｍｐ ＊を加算することにより最終的なトルク指令τ＊＊を得ていたのに対し、図２の第２実施形態では、乗算器１９によりトルク指令τ＊に第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊を乗じて最終的なトルク指令τ＊＊を得ており、第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊を、第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊と「１」とを加算して求めている。
　すなわち、図１では、トルク補正量τｃｏｍｐ ＊がトルクの低減量であるのに対し、図２では、第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊がトルクの低減率となっている。この点を除けば、図２の基本的な考え方は図１と同じであり、半導体温度が設定温度よりも高くなると、比例調節器１３及び積分調節器１４等からなる調節部の出力信号（第１のトルク補正量）τｃｏｍｐ ＊が負になる。この第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊は、上限値が「０」、下限値が「－１」に設定されたトルク補正量制限部１６ａを通ることにより０＜τｃｏｍｐ ＊＜－１の値に制限されて加算器１７に入力される。このため、加算器１７からは０＜τｃｏｍｐ ＊＊＜１の大きさを持つ第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊が出力される。このトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊を乗算器１９により元のトルク指令τ＊に乗算することで、トルク指令τ＊よりも大きさが低減された最終的なトルク指令τ＊＊が出力される。
　なお、トルク補正量制限部１６ａの下限値を「－１」に設定することにより、元のトルク指令τ＊に対して最終的なトルク指令τ＊＊の極性が反転してしまうのを防止することができる。
　図３は、本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図であり、第２実施形態の変形例に相当する。
　この実施形態のトルク指令調整部１０Ｃにおいて、トルク補正量制限部１６ａの上限値は「１」、下限値は「０」に設定されている。半導体温度が設定温度よりも低い場合は、減算器１２から出力される偏差が正であるから、積分調節器１４は比例調節器１３を経た正の値を積分し、調節部の出力、すなわちトルク補正量τｃｏｍｐ ＊は正の値となる。そして、このトルク補正量τｃｏｍｐ ＊は、トルク補正量制限部１６ａの作用によって「１」を超えることはない。トルク補正量τｃｏｍｐ ＊が仮に「１」に制限される場合、元のトルク指令τ＊は、乗算器１９を介して大きさが低減されることなく、そのまま最終的なトルク指令τ＊＊となる。
　一方、半導体温度が設定温度よりも高い場合は、減算器１２から出力される偏差が負であり、積分調節器１４には比例調節器１３を経た負の値が入力されるので、トルク補正量制限部１６ａを経たトルク補正量τｃｏｍｐ ＊は「１」よりも小さな値に制限される。その結果、元のトルク指令τ＊は乗算器１９により大きさが低減されて最終的なトルク指令τ＊＊となる。
　ここで、トルク補正量制限部１６ａの下限値を「０」に設定することにより、前記同様に、元のトルク指令τ＊に対して最終的なトルク指令τ＊＊の極性が反転してしまうのを防止することができる。
　図４は、本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。この実施形態が図１と異なる点は、トルク指令調整部１０Ｄにおいて、トルク補正量制限部１６と加算器１７との間に極性反転部１８を設けた点である。この極性反転部１８は、元のトルク指令τ＊の極性を「０」と比較する比較器１８ａと、その出力により「１」と「－１」とを切り替えるスイッチ部１８ｂと、スイッチ部１８ｂの出力信号を第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊に乗じて第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊を演算する乗算器１８ｃと、から構成されている。
　図１の第１実施形態では、トルク指令τ＊が正の場合（以下、駆動と呼ぶ）にはトルク指令τ＊を減少させて最終的なトルク指令τ＊＊を得ることにより半導体温度が低下し、過熱保護が可能となる。その一方で、トルク指令τ＊が負の場合（以下、制動と呼ぶ）には、トルク指令τ＊を減少させても、制動トルク指令が負の方向に増加することになり、過熱保護として機能しないばかりか半導体素子の更なる温度上昇を招く。
　このため、第４実施形態では、図４に示すようにトルク指令τ＊の極性に応じた比較器１８ａの出力によりスイッチ部１８ｂが「１」と「－１」とを切り替えて乗算器１８ｃに与え、この乗算器１８ｃにより第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊の極性を調整して第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊を生成するようにした。
　すなわち、図４において、トルク指令τ＊が正の場合にはスイッチ部１８ｂが「１」を選択し、トルク指令τ＊が負の場合にはスイッチ部１８ｂが「－１」を選択するようにすれば、半導体温度が設定温度よりも高くなって第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊が負になった場合に、トルク指令τ＊の極性に応じて負の第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊（トルク指令τ＊が正の場合）または正の第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊（トルク指令τ＊が負の場合）を求め、これを元のトルク指令τ＊に加算して最終的なトルク指令τ＊＊を生成するように動作する。
　このため、電動機４の駆動時または制動時の何れの場合にも、必要とされる過熱保護を確実に行うことができる。
　図５は、本発明の第５実施形態の主要部を示すブロック図である。
　この実施形態が図４と異なる点は、トルク指令調整部１０Ｅにおいて、第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊を制限するトルク補正量制限部１６ａの下限値を下限値設定部１６ｂにより設定する点である。トルク補正量制限部１６ａの上限値は「０」に設定されていると共に、元のトルク指令τ＊が下限値設定部１６ｂ内の絶対値演算器１６ｃに入力され、その出力に乗算器１６ｄにて「－１」を乗じた値がトルク補正量制限部１６ａの下限値となっている。
　以下、この実施形態の作用を具体的に説明する。
　例えば、図４の実施形態において、トルク指令τ＊として、ある基準値に対して＋２００％のトルク（基準値の２倍の駆動トルク）が入力され、過熱保護機能が動作した場合を考える。なお、以下の説明における「±Ｘ％」は、上記のように基準値に対する比率をいうものとする。
　このとき、半導体温度が設定温度を超えないように調節部が動作し、第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊が－５０％となった結果、最終的なトルク指令τ＊＊が＋１５０％（＝τ＊＋τｃｏｍｐ ＊＊＝２００％－５０％）で動作していたとする。
　このような状態において、元のトルク指令τ＊が＋２００％から＋２０％にステップ状に減少したと仮定する。
　この場合、それまでは設定温度と半導体温度との差が「０」となるように調節部が動作していたので、トルク指令τ＊が＋２０％に減少した瞬間は、積分調節器１４の出力は、ほぼ－５０％の値となっている。ここで、トルク指令τ＊が＋２０％に減少したことによってインバータ２の出力電流が減少し、半導体温度が設定温度よりも低くなるため、減算器１２の出力は正になる。このため、積分調節器１４には正の値が入力されることになり、その出力は－５０％から正の値に向かって、積分調節器１４の積分時定数により増加を始める。つまり、元のトルク指令τ＊が基準値の＋２００％から＋２０％に減少し、半導体温度が設定温度よりも低くなって過熱保護の必要がない状態となっても、ある期間は積分調節器１４の出力が依然として負であるため、比例調節器１３の出力と積分調節器１４の出力との和である第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊が負の値になっている期間が存在し得る。
　これにより、図４の実施形態では、＋２０％に減少した元のトルク指令τ＊に負の第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊を加算して得られるトルク指令τ＊＊が負になって電動機４が制動トルクを発生する場合がある。このように、元のトルク指令τ＊が正、つまり電動機４が駆動トルクを発生することを指令しているにも関わらず制動トルクを発生する事態は、インバータ２等の電力変換装置が適用される設備等の仕様にもよるが、往々にして問題になる。
　上記の問題を解決するため、図５の第５実施形態では、トルク補正量制限部１６ａの下限値を下限値設定部１６ｂにより設定することとした。
　下限値設定部１６ｂでは、絶対値演算器１６ｃによりトルク指令τ＊の絶対値を求め、その絶対値に乗算器１６ｄにて「－１」を乗じた値を第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊の下限値として設定する。このように構成すれば、前述した例で考えると、元のトルク指令τ＊が＋２０％に減少した場合に、第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊は下限値によって－２０％に制限される。このとき、極性反転部１８を介した第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊も－２０％であり、元のトルク指令τ＊とトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊とを加算した最終的なトルク指令値τ＊＊は０になるので、少なくとも駆動と制動とが逆転する心配はなくなる。
　なお、下限値設定部１６ｂに絶対値演算器１６ｃを設けた理由は、元のトルク指令τ＊が負、すなわち制動トルクである場合にトルク指令τ＊を補正することによってトルク指令の正負が逆転し、駆動トルクが出力されないようにするためである。
　図６は、本発明の第６実施形態の主要部を示すブロック図である。
　この実施形態が図５と異なる点は、トルク指令調整部１０Ｆにおいて、積分調節器１４の出力を上下限値により制限する積分調節器制限部１６ｈを設けた点である。
　図１や図４の実施形態において、半導体温度が設定温度より低い場合、すなわち過熱保護機能を動作させる必要がない場合には、減算器１２の出力が正となり、積分調節器１４は正の値を積分するため、積分調節器１４が許す限りの正の上限値まで値が蓄積される。そのような状況のもとで過熱保護が必要になると、本来的には積分調節器１４の出力が直ちに負の値になって欲しいのに対し、積分調節器１４には正の値が蓄積されているので、出力が負の値になるまでに時間を要する。このことが原因で過熱保護機能としての応答性の劣化を招き、場合によっては、迅速な過熱保護ができないという第１の問題がある。
　また、図５を説明した際に用いた例に基づいて、他の問題について説明する。
　元のトルク指令τ＊が基準値に対して＋２０％に減少した瞬間に、トルク補正制限部１６ａの下限値によって第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊が制限されるため、その値は－２０％より小さくなることはなく、その結果、補正された最終的なトルク指令τ＊＊が「０」より小さくなることはない。しかし、積分調節器１４の出力の初期値は負の－５０％であるため、過熱保護の必要性がないにも関わらず第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊（すなわち第２のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊＊）が負の値になり、元のトルク指令τ＊を補正してしまうことがある。
　本来的には、過熱保護の必要性がなくなった場合にトルク補正量τｃｏｍｐ ＊を速やかに「０」にすることが望ましいが、トルク指令τ＊が＋２０％に減少した瞬間を起点に考えると、積分調節器１４の出力は－５０％を初期値として正の値に向かって積分時定数で増加していくため、トルク補正量τｃｏｍｐ ＊が「０」となるのに時間を要する。つまり、過熱保護の必要性がない状態に移行したにも関わらず、元のトルク指令τ＊が長期にわたって補正されるという第２の問題がある。
　上述した第１，第２の問題を解決するため、第６実施形態では、図６のトルク指令調整部１０Ｆに示すように、積分調節器１４の出力を上下限値により制限する積分調節器制限部１６ｈを設けている。また、この積分調節器制限部１６ｈの上限値及び下限値は、図示するように、それぞれ、トルク補正量制限部１６ａの上限値「０」及び下限値から比例調節器１３の出力を減じた値に設定する。
　ここで、比例調節器１３の出力と積分調節器１４の出力との和が調節部出力であり、この調節部出力がトルク補正量制限部１６ａによって制限されるので、調節部出力がトルク補正量制限部１６ａにより制限されている状態においては、
　調節部出力＝トルク補正量制限部１６ａの制限値＝（比例調節器１３の出力＋積分調節器１４の出力）となる。このことを考えると、
　積分調節器１４の出力＝（トルク補正量制限部１６ａの制限値－比例調節器１３の出力）としても一向に差し支えないため、積分調節器制限部１６ｈの上下限値を、図６のようにトルク補正量制限部１６ａの上下限値から比例調節器１３の出力を減じた値としても問題はない。
　このように第６実施形態によれば、前述した第１の問題に対しては、過熱保護が不要な状態において積分調節器１４の出力が正の値になることがなくなり、しかも、比例調節器１３の出力と積分調節器１４の出力との和である調節部出力が「０」となって辻褄が合うように積分調節器１４の出力が保持されるため、過熱保護機能としての応答性を改善することができる。
　一方、第２の問題について先の例で考えると、トルク指令τ＊が＋２００％から＋２０％に減少した瞬間に、積分調節器１４の出力の初期値は－５０％になっていると説明したが、この第６実施形態では、仮に比例調節器１３の出力を「０」とするならば、積分調節器１４の出力は－２０％に制限される。つまり、トルク指令τ＊が＋２０％に減少した瞬間を起点に考えると、積分調節器１４の出力は－２０％を初期値として正の値に向かって積分時定数で増加することになり、過熱保護の必要性がない状態に移行した際にトルク指令τ＊が補正される期間を短縮することができる。
　図７は、本発明の第７実施形態の主要部を示すブロック図である。
　この実施形態のトルク指令調整部１０Ｇでは、前述した図６に対し、減算器１２の出力及びトルク補正量制限部１６ａの出力（第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊）が入力される積分調節器動作調整部１４ａを設け、この動作調整部１４ａの出力信号Ｓ０によって積分調節器１４の動作を制御（許可または停止）する点、並びに、積分調節器１４の出力を制限する積分調節器制限部１６ｊに下限値のみを設定した（上限値をなくした）点である。なお、上記信号Ｓ０によって積分調節器１４の動作を停止させる場合、積分調節器１４の出力はゼロクリアされるようになっている。
　前述した図６において、半導体温度が設定温度よりも低く、過熱保護が不要な状態を考える。この場合、比例調節器１３からは、設定温度と半導体温度との偏差に比例ゲインＫｐを乗じた正の値（Ｋｐ×温度偏差，但し、温度偏差＝設定温度－半導体温度）が出力される。
　一方、積分調節器１４の出力は、比例調節器１３の出力と積分調節器１４の出力とを加算した調節部の出力が「０」となるように制限され、また、積分調節器１４の出力は、トルク補正量制限部１６ａの上限値「０」から比例調節器１３の出力である（Ｋｐ×温度偏差）を減じた値、すなわち（－Ｋｐ×温度偏差）によって制限されている。つまり、比例調節器１３の出力と積分調節器１４の出力とが互いに相殺されるため、調節部出力（トルク補正量τｃｏｍｐ ＊）は「０」となってトルク補正を行わない状態となっている。
　ここで、半導体温度に高周波ノイズ成分が重畳されている場合を考える。
　この場合、設定温度と半導体温度との偏差の直流成分、すなわち、比例調節器１３及び積分調節器１４の出力の直流成分については、前述したごとく互いに相殺するので、調節部出力は「０」となって問題は発生しない。
　一方、高周波ノイズ成分については、積分動作に伴って積分調節器１４の出力は比例調節器１３の出力に対して位相がずれるため、高周波成分を相殺することができない。このことが原因となり、ノイズが重畳された半導体温度が設定温度より低いにも関わらず、トルク指令τ＊を高周波で変調させてしまうことがある。トルク指令τ＊の高周波の変動は、当然、インバータ２が駆動している電動機４に高周波のトルク脈動を引き起こし、電動機４に接続されている機械負荷に悪影響を及ぼす。
　この場合、半導体温度をフィルタに通してノイズを除去することも考えられるが、フィルタの適用により、過熱保護の応答性の劣化を招き、過熱保護の確実性が低下するといった問題がある。
　そこで、図７に示した第７実施形態では、積分調節器動作調整部１４ａを設け、その出力信号Ｓ０を用いて積分調節器１４の動作を許可または停止させ、積分調節器１４を停止させる場合にはその出力をゼロクリアする機能を持たせることとした。
　積分調節器動作調整部１４ａには、設定温度と半導体温度との偏差及び第１のトルク補正量τｃｏｍｐ ＊が入力されており、図８に示すフローに従って積分調節器１４の動作の許可／停止、積分調節器１４の出力のゼロクリア処理等を行う。
　すなわち、図８に示すように、半導体温度が設定温度以上である場合には積分調節器１４の動作を許可すると共に（ステップＳ１ＹＥＳ，Ｓ２）、半導体温度が設定温度未満であってトルク補正量τｃｏｍｐ ＊が「０」である場合には（ステップＳ１ＮＯ，Ｓ３ＹＥＳ）、積分調節器１４の動作を停止してその出力をゼロクリアする（ステップＳ４）。また、トルク補正量τｃｏｍｐ ＊が「０」でない場合には（ステップＳ３ＮＯ）、前回の積分調節器１４の動作を保持する（ステップＳ５）。
　これらの動作により、前述したように半導体温度に高周波ノイズ成分が重畳されている場合の問題を解消することができる。また、積分調節器１４の停止判断に至った場合は、積分調節器１４をゼロクリアさせるため、図６における積分調節器制限部１６ｈのように上限処理を行う必要もない。
　なお、上述した第１～第７実施形態において説明した設定温度よりも高い第２の設定温度を設け、半導体温度がその第２の設定温度を超えた場合に電力変換装置の運転を停止させる手段を設けても良く、その場合、第２の設定温度は半導体素子の絶対最大定格温度以下とする。これにより、仮に、第１～第７実施形態では過熱保護が行えない状態に陥ったとしても、半導体温度が第２の設定温度に到達した時点で電力変換装置が運転停止に至るので、過熱保護を一層確実に行うことが可能となる。
　本発明は、半導体スイッチング素子や還流ダイオード等の電力用半導体素子を有する各種の電力変換装置を対象として、前記半導体素子及び電力変換装置の過熱保護に利用することができる。
１：直流電源
２：インバータ
３：電流検出器
４：永久磁石同期電動機
５：磁極位置検出器
６：速度検出器
７：電圧検出器
１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ，１０Ｇ：トルク指令調整部
１１：半導体温度検出部／半導体温度推定部（半導体温度検出／推定部）
１２，１６ｆ，１６ｇ，１６ｉ，２２ｄ，２２ｑ：減算器
１３：比例調節器
１４：積分調節器
１４ａ：積分調節器動作調整部
１５，１７：加算器
１６，１６ａ：トルク補正量制限部
１６ｂ：下限値設定部
１６ｃ：絶対値演算器
１６ｄ，１８ｃ，１９：乗算器
１６ｈ，１６ｊ：積分調節器制限部
１８：極性反転部
１８ａ：比較器
１８ｂ：スイッチ部
２１：電流指令演算部
２３ｄ：ｄ軸電流調節器
２３ｑ：ｑ軸電流調節器
２４：電圧座標変換器
２５：ＰＷＭ回路
２６：ゲートドライバ
２７：電流座標変換器

Claims (9)

  1. 　電動機を駆動するための電力変換装置であって、電力用半導体素子と、前記電動機のトルク指令に基づいて前記半導体素子を制御する制御部と、前記半導体素子の温度を検出または推定する半導体温度検出／推定部と、を備えた電力変換装置において、
    　前記半導体温度検出／推定部により得た温度検出値または温度推定値が設定温度以上になったときに、前記半導体素子の温度が前記設定温度と一致するように前記トルク指令を調整するトルク指令調整部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記設定温度と前記温度検出値または前記温度推定値との偏差をなくすように動作し、かつ、少なくとも比例調節器及び積分調節器を有する調節部と、
    　前記調節部から出力されるトルク補正量が前記トルク指令の絶対量を増加させないように前記トルク補正量を制限するトルク補正量制限部と、
    　を備え、
    　前記トルク補正量制限部により制限された前記トルク補正量を用いて前記トルク指令を補正することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記トルク補正量を前記トルク指令に加算する加算器を有することを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記トルク補正量を前記トルク指令に乗算する乗算器を有することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項３に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記トルク指令の極性に応じて前記トルク補正量の極性を反転させる極性反転部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項３または５に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記トルク指令の絶対量を用いて前記トルク補正量制限部の下限値を設定する下限値設定部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項６に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク補正量制限部の上限値をゼロに設定したことを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項６に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記積分調節器の出力を制限する積分調節器制限部を更に備え、
    　前記積分調節器制限部の出力の上限値を、ゼロと前記比例調節器の出力との差に設定し、かつ、前記積分調節器制限部の出力の下限値を、前記トルク補正量制限部の下限値と前記比例調節器の出力との差に設定したことを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項６に記載した電力変換装置において、
    　前記トルク指令調整部は、
    　前記積分調節器の出力を制限する積分調節器制限部と、
    　前記設定温度と前記温度検出値または前記温度推定値との偏差と、前記トルク補正量制限部の出力と、に基づいて前記積分調節器の動作を許可または停止する積分調節器動作調整部と、
    　を更に備え、
    　前記積分調節器制限部の出力の下限値を、前記トルク補正量制限部の下限値と前記比例調節器の出力との差に設定すると共に、
    　前記積分調節器動作調整部は、
    　前記温度検出値または前記温度推定値が前記設定温度以上であるときは前記積分調節器の動作を許可し、前記温度検出値または前記温度推定値が前記設定温度未満であり、かつ、前記トルク補正量制限部により制限された前記トルク補正量が前記トルク指令の絶対量を低減させない値であれば前記積分調節器の動作を停止すると共に前記積分調節器の出力をゼロクリアし、それ以外の場合には前記積分調節器の動作を継続させることを特徴とする電力変換装置。
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