JP5635032B2 - 同期モータの駆動装置、および、これを用いた送風装置 - Google Patents
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本発明は、同期モータの駆動装置に関するものであり、特に、同期モータの位置センサレス制御における脱調検出および脱調防止に関する。
同期モータを安価かつ堅牢に駆動する技術として位置センサレス制御がある。位置センサレス制御では、同期モータに流れる電流や印加される電圧に基づいて、回転子位相を推定する。位置センサを取り付ける必要がないため、耐環境性や省スペース性に優れる。一方、直接的に位置情報を得られないため、脱調検出および脱調防止が重要となる。
脱調とは、インバータの出力電圧に対して過大な負荷トルクが印加された場合などに、回転子位相推定値と真値の差が極端に大きくなり、位置センサレス制御が不安定になることである。脱調すると、同期モータはトルクを出力できないため、負荷トルクにより減速され、いずれ停止する。このとき、駆動装置の発熱や故障を防止するため、可能な限り早期に脱調検出することが望ましい。
一方、インバータの出力電圧に対して小さな負荷トルクが印加された場合では、負荷トルクに対抗してモータトルクを出力し、脱調を防止することが望ましい。これにより、駆動装置の定格を超えない限りにおいて、負荷トルクに対してロバスト（外的要因による変化に対する堅牢性）に正常運転を続行させることができる。
特許文献１では、インバータの出力電圧を同期モータのインピーダンス（脱調時の平均値）で除算した値を電流基準値とし、電流検出値が電流基準値を超えた場合に脱調と判定する技術が開示されている。
また、特許文献２では、電流検出値の特定周波数成分が所定基準値を超えた場合に脱調と判定する技術が開示されている。
脱調とは、インバータの出力電圧に対して過大な負荷トルクが印加された場合などに、回転子位相推定値と真値の差が極端に大きくなり、位置センサレス制御が不安定になることである。脱調すると、同期モータはトルクを出力できないため、負荷トルクにより減速され、いずれ停止する。このとき、駆動装置の発熱や故障を防止するため、可能な限り早期に脱調検出することが望ましい。
一方、インバータの出力電圧に対して小さな負荷トルクが印加された場合では、負荷トルクに対抗してモータトルクを出力し、脱調を防止することが望ましい。これにより、駆動装置の定格を超えない限りにおいて、負荷トルクに対してロバスト（外的要因による変化に対する堅牢性）に正常運転を続行させることができる。
特許文献１では、インバータの出力電圧を同期モータのインピーダンス（脱調時の平均値）で除算した値を電流基準値とし、電流検出値が電流基準値を超えた場合に脱調と判定する技術が開示されている。
また、特許文献２では、電流検出値の特定周波数成分が所定基準値を超えた場合に脱調と判定する技術が開示されている。
しかしながら、特許文献１に開示された技術において、電流基準値は、負荷トルクにより同期モータが停止した場合に流れる電流に相当する。したがって、モータが停止あるいは停止寸前まで減速すれば脱調検出できる。しかしながら、逆に言えば、負荷トルクが印加された直後に脱調したとしても、停止するまでは脱調検出できないという課題がある。
また、特許文献２に開示された技術において、電流検出値は、正常駆動時には一定値であり、脱調時には特定周波数成分を含む。特定周波数成分は、インバータ周波数指令とモータ周波数の差に起因しており、その差が大きくなれば脱調検出できる。しかしながら、逆に言えば、脱調によりモータ周波数がインバータ周波数指令値からある程度剥離するまでは、脱調検出できないという課題がある。
また、特許文献１および特許文献２では、脱調してから脱調検出するまでに遅れが生じる。また、脱調前における特段の機能はなく、未然に脱調防止することができないという課題がある。
また、特許文献２に開示された技術において、電流検出値は、正常駆動時には一定値であり、脱調時には特定周波数成分を含む。特定周波数成分は、インバータ周波数指令とモータ周波数の差に起因しており、その差が大きくなれば脱調検出できる。しかしながら、逆に言えば、脱調によりモータ周波数がインバータ周波数指令値からある程度剥離するまでは、脱調検出できないという課題がある。
また、特許文献１および特許文献２では、脱調してから脱調検出するまでに遅れが生じる。また、脱調前における特段の機能はなく、未然に脱調防止することができないという課題がある。
本発明は前記課題に鑑みてなされたものであり、回転子位相の推定手法の精度に依存することなく、脱調検出および脱調防止することができる同期モータの駆動装置を提供することを目的とする。
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
即ち、本発明の同期モータの駆動装置は、同期モータを駆動する同期モータの駆動装置であって、直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、前記インバータの有効電力を検出する有効電力検出手段と、を備え、前記同期モータの特性値と前記インバータ制御手段の設定値とによって定まる電力基準値が式１１で定義され、前記有効電力検出手段により検出される有効電力が前記電力基準値以上となる際に、前記インバータ制御手段は、前記インバータを停止させることを特徴とする。
ただし、Ｗ ａ０ ：電力基準値、Ｋ：係数、Ｒ：同期モータの抵抗値、ω １ ：インバータ周波数指令値、Ｌ：同期モータのインダクタンス値、Ｖ １ ：モータ電圧、Ｋ ｅ ：同期モータの誘起電圧定数。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
即ち、本発明の同期モータの駆動装置は、同期モータを駆動する同期モータの駆動装置であって、直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、前記インバータの有効電力を検出する有効電力検出手段と、を備え、前記同期モータの特性値と前記インバータ制御手段の設定値とによって定まる電力基準値が式１１で定義され、前記有効電力検出手段により検出される有効電力が前記電力基準値以上となる際に、前記インバータ制御手段は、前記インバータを停止させることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
以上、本発明によれば、回転子位相の推定手法の精度に依存することなく、脱調検出および脱調防止をすることができる同期モータの駆動装置を提供することができる。
以下、本発明の同期モータの駆動装置の実施の形態について説明する。
本発明の同期モータの駆動装置の課題は、回転子位相、電圧位相、電流位相などの位相情報に依存することなく、駆動装置の定格を超える負荷トルクが印加された場合、直ぐに脱調を検出することである。また、駆動装置の定格を超えない限りは、負荷トルクに対抗してモータトルクを出力し、脱調を防止することである。これらの課題を具現化する様々の実施の形態について、順に説明する。
本発明の同期モータの駆動装置の課題は、回転子位相、電圧位相、電流位相などの位相情報に依存することなく、駆動装置の定格を超える負荷トルクが印加された場合、直ぐに脱調を検出することである。また、駆動装置の定格を超えない限りは、負荷トルクに対抗してモータトルクを出力し、脱調を防止することである。これらの課題を具現化する様々の実施の形態について、順に説明する。
（第１実施形態・同期モータの駆動装置）
本発明の同期モータの駆動装置の第１実施形態を図１〜図１０を参照して説明する。
図１は、本発明の同期モータ１の駆動装置の第１実施形態の構成を示す図である。
図１において、直流電源２から供給される直流電力は、インバータ３において三相交流電力に変換され、同期モータ（三相同期モータ）１に供給される。
同期モータ１は、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが印加されることで、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れ、モータトルクτｍを出力し回転する。
また、有効電力検出手段４は、インバータ３が同期モータ１に供給する有効電力Ｗａを検出する。有効電力検出手段４の詳細については後記する。
また、インバータ制御手段５は、インバータ３を制御する。インバータ３とインバータ制御手段５の詳細については後記する。
本発明の同期モータの駆動装置の第１実施形態を図１〜図１０を参照して説明する。
図１は、本発明の同期モータ１の駆動装置の第１実施形態の構成を示す図である。
図１において、直流電源２から供給される直流電力は、インバータ３において三相交流電力に変換され、同期モータ（三相同期モータ）１に供給される。
同期モータ１は、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが印加されることで、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れ、モータトルクτｍを出力し回転する。
また、有効電力検出手段４は、インバータ３が同期モータ１に供給する有効電力Ｗａを検出する。有効電力検出手段４の詳細については後記する。
また、インバータ制御手段５は、インバータ３を制御する。インバータ３とインバータ制御手段５の詳細については後記する。
＜同期モータ１の基本特性＞
まず、同期モータ１の基本特性について説明する。
図２は、同期モータ１における電圧・電流の関係を示すベクトル図である。
図２において、横軸は同期モータ１の回転子側の磁石磁束方向であるｄ軸である。縦軸はｄ軸と直交する座標系のｑ軸である。
Ｕ軸は同期モータ１の固定子側のＵ相のコイルの軸方向である。Ｕ軸とｄ軸との位相差を回転子位相θｄとする。
ｄ軸は、同期モータ１の回転子と同期して回転し、その周波数をωで表す。
固定子側に発生する回転磁界のモータ電圧Ｖ１は、互いに１２０度の回転角度で配置されたＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルに印加された三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの合成ベクトルであり、ｑ軸からの電圧位相をδで表す。
ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、モータ電圧Ｖ１のｄ軸およびｑ軸成分である。モータ電流Ｉ１、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに関しても同様である。
まず、同期モータ１の基本特性について説明する。
図２は、同期モータ１における電圧・電流の関係を示すベクトル図である。
図２において、横軸は同期モータ１の回転子側の磁石磁束方向であるｄ軸である。縦軸はｄ軸と直交する座標系のｑ軸である。
Ｕ軸は同期モータ１の固定子側のＵ相のコイルの軸方向である。Ｕ軸とｄ軸との位相差を回転子位相θｄとする。
ｄ軸は、同期モータ１の回転子と同期して回転し、その周波数をωで表す。
固定子側に発生する回転磁界のモータ電圧Ｖ１は、互いに１２０度の回転角度で配置されたＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルに印加された三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの合成ベクトルであり、ｑ軸からの電圧位相をδで表す。
ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、モータ電圧Ｖ１のｄ軸およびｑ軸成分である。モータ電流Ｉ１、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに関しても同様である。
同期モータ１は、次の式１の電圧方程式に従う。
ただし、Ｒ：同期モータ１の抵抗値、Ｌ：同期モータ１のインダクタンス値、Ｋｅ：同期モータ１の誘起電圧定数である。また、ωは前記した周波数である。
また、表記上の都合により、Ｖｄ＝Ｖｄ、Ｖｑ＝Ｖｑ、Ｉｄ＝Ｉｄ、Ｉｑ＝Ｉｑであるとして記載している。
また、表記上の都合により、Ｖｄ＝Ｖｄ、Ｖｑ＝Ｖｑ、Ｉｄ＝Ｉｄ、Ｉｑ＝Ｉｑであるとして記載している。
また、同期モータ１は、リラクタンストルクを微小とすれば、式２のモータトルクτｍを出力する。
ただし、Ｐｍ：同期モータ１の極対数、また、表記上の都合により、τｍ＝τｍであるとして記載している。
以上が同期モータ１の基本特性である。
以上が同期モータ１の基本特性である。
＜インバータ３＞
次に、インバータ３について説明する。
インバータ３は、図１に示すように、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子３１〜３６を備えて構成されていて、ＩＧＢＴ３１〜３６のそれぞれのゲートをインバータ制御手段５によるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御をされることにより、直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
この三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを同期モータ１に印加すると、同期モータ１には、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。また、インバータ３には、母線電流ＩＤＣが流れる。
なお、インバータ制御手段５の詳細は後記する。
次に、インバータ３について説明する。
インバータ３は、図１に示すように、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子３１〜３６を備えて構成されていて、ＩＧＢＴ３１〜３６のそれぞれのゲートをインバータ制御手段５によるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御をされることにより、直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
この三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを同期モータ１に印加すると、同期モータ１には、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。また、インバータ３には、母線電流ＩＤＣが流れる。
なお、インバータ制御手段５の詳細は後記する。
＜母線電流ＩＤＣの波形＞
次に、インバータ３に流れる母線電流ＩＤＣについて説明する。
図３は、母線電流ＩＤＣの波形を示す図であり、（ａ）はＵ相電流ＩｕとＷ相電流の逆符号値−Ｉｗを想定した電流波形であり、（ｂ）はＵ相電流ＩｕとＷ相電流の逆符号値−Ｉｗのノイズを含む実際に観察される電流波形を示している。
図３（ａ）、（ｂ）において、横軸は、時間であり、縦軸は電流値である。
母線電流ＩＤＣは、インバータ３のスイッチ素子のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）に同期して流れる電流であり、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれか、あるいは、その逆符号値に相当する。
なお、図３（ａ）、（ｂ）において、ＩＤＣは、前記したように母線電流が時間とともに変化する波形であるが、ＩＤＣ'は、母線電流の平均値を示す平均母線電流であり、一定値で示されている。
次に、インバータ３に流れる母線電流ＩＤＣについて説明する。
図３は、母線電流ＩＤＣの波形を示す図であり、（ａ）はＵ相電流ＩｕとＷ相電流の逆符号値−Ｉｗを想定した電流波形であり、（ｂ）はＵ相電流ＩｕとＷ相電流の逆符号値−Ｉｗのノイズを含む実際に観察される電流波形を示している。
図３（ａ）、（ｂ）において、横軸は、時間であり、縦軸は電流値である。
母線電流ＩＤＣは、インバータ３のスイッチ素子のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）に同期して流れる電流であり、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれか、あるいは、その逆符号値に相当する。
なお、図３（ａ）、（ｂ）において、ＩＤＣは、前記したように母線電流が時間とともに変化する波形であるが、ＩＤＣ'は、母線電流の平均値を示す平均母線電流であり、一定値で示されている。
＜有効電力検出手段４と有効電力Ｗａ＞
次に、図１に戻り、有効電力検出手段４について説明する。有効電力検出手段４は、インバータ３が同期モータ１に供給する有効電力Ｗａを検出する。
図１において、有効電力検出手段４は、直流電圧検出手段４１、平均母線電流検出手段４２、乗算手段４３を備えて構成される。
直流電圧検出手段４１は、母線の電圧ＶＤＣを抵抗４１１と抵抗４１２で抵抗分割して構成されており、直流電圧ＶＤＣを検出する。
また、平均母線電流検出手段４２は、抵抗４２３とコンデンサ４２４の直列回路と、抵抗４２１との並列回路により構成され、平均母線電流ＩＤＣ'を検出する。
この構成の平均母線電流検出手段４２は、前記したように抵抗とコンデンサからなるローパスフィルタで構成されているため、図３（ｂ）に示すようにノイズがある環境においても、平均母線電流ＩＤＣ'を検出することができる。
次に、図１に戻り、有効電力検出手段４について説明する。有効電力検出手段４は、インバータ３が同期モータ１に供給する有効電力Ｗａを検出する。
図１において、有効電力検出手段４は、直流電圧検出手段４１、平均母線電流検出手段４２、乗算手段４３を備えて構成される。
直流電圧検出手段４１は、母線の電圧ＶＤＣを抵抗４１１と抵抗４１２で抵抗分割して構成されており、直流電圧ＶＤＣを検出する。
また、平均母線電流検出手段４２は、抵抗４２３とコンデンサ４２４の直列回路と、抵抗４２１との並列回路により構成され、平均母線電流ＩＤＣ'を検出する。
この構成の平均母線電流検出手段４２は、前記したように抵抗とコンデンサからなるローパスフィルタで構成されているため、図３（ｂ）に示すようにノイズがある環境においても、平均母線電流ＩＤＣ'を検出することができる。
また、乗算手段４３において、直流電圧検出手段４１によって検出された直流電圧ＶＤＣの値と、平均母線電流検出手段４２によって検出された平均母線電流ＩＤＣ'を乗算することによって、有効電力Ｗａを検出する。
有効電力Ｗａ（Ｗａ）の定義を式３に示す。
ここで、インバータ３の損失をゼロとすると、有効電力Ｗａは、直流電源２がインバータ３に供給する直流電力Ｗａ'と等しい。
ただし、表記上の都合により、Ｗａ＝Ｗａ、Ｖｄ＝Ｖｄ、Ｖｑ＝Ｖｑ、Ｉｄ＝Ｉｄ、Ｉｑ＝Ｉｑと記載している。
有効電力Ｗａ（Ｗａ）の定義を式３に示す。
ただし、表記上の都合により、Ｗａ＝Ｗａ、Ｖｄ＝Ｖｄ、Ｖｑ＝Ｖｑ、Ｉｄ＝Ｉｄ、Ｉｑ＝Ｉｑと記載している。
この直流電力Ｗａ'は、式４で表される。
ただし、表記上の都合により、Ｗａ'＝Ｗａ'、ＶＤＣ＝ＶＤＣ、ＩＤＣ＝ＩＤＣと記載している。
前記したように、平均母線電流ＩＤＣ'は、図３に示すように母線電流ＩＤＣの平均値である。理想的には直流電力Ｗａ'と有効電力Ｗａは等しいから、有効電力検出手段４は直流電力Ｗａ'を検出し、これを以って有効電力Ｗａの検出とする。
前記したように、平均母線電流ＩＤＣ'は、図３に示すように母線電流ＩＤＣの平均値である。理想的には直流電力Ｗａ'と有効電力Ｗａは等しいから、有効電力検出手段４は直流電力Ｗａ'を検出し、これを以って有効電力Ｗａの検出とする。
＜インバータ制御手段５＞
次にインバータ制御手段（インバータ駆動装置）５について説明する。
図１に示すように、インバータ制御手段５は、周波数調整スイッチ５１、積分手段５２、電圧調整スイッチ５３、ＰＷＭ信号発生手段５４、起動停止切換スイッチ５５、加算器５６、５７、５８を備えて構成される。
加算器５６は、有効電力Ｗａの逆符号値−Ｗａを電力基準値Ｗａ０と加算することにより、電力差ΔＷａ（＝Ｗａ０−Ｗａ）を検出し、その信号を周波数調整スイッチ５１と電圧調整スイッチ５３と起動停止切換スイッチ５５とに送る。
加算器５７は、周波数調整スイッチ５１から出力される周波数の信号の出力値を反転して、上位周波数指令値ω＊と加算して、インバータ周波数指令値ω１を出力する。
積分手段５２は、インバータ周波数指令値ω１を積分して、位相θを出力する。なお、この演算は、角速度ωを積分することによって、変化していく角度（位相）θを算出することに相当する。
次にインバータ制御手段（インバータ駆動装置）５について説明する。
図１に示すように、インバータ制御手段５は、周波数調整スイッチ５１、積分手段５２、電圧調整スイッチ５３、ＰＷＭ信号発生手段５４、起動停止切換スイッチ５５、加算器５６、５７、５８を備えて構成される。
加算器５６は、有効電力Ｗａの逆符号値−Ｗａを電力基準値Ｗａ０と加算することにより、電力差ΔＷａ（＝Ｗａ０−Ｗａ）を検出し、その信号を周波数調整スイッチ５１と電圧調整スイッチ５３と起動停止切換スイッチ５５とに送る。
加算器５７は、周波数調整スイッチ５１から出力される周波数の信号の出力値を反転して、上位周波数指令値ω＊と加算して、インバータ周波数指令値ω１を出力する。
積分手段５２は、インバータ周波数指令値ω１を積分して、位相θを出力する。なお、この演算は、角速度ωを積分することによって、変化していく角度（位相）θを算出することに相当する。
電圧調整スイッチ５３は、電力差ΔＷａを基にΔＶの電圧調整をするか否か判定して電圧調整値を出力する。
加算器５８は、前記した電圧調整値と上位電圧指令値Ｖ＊とを加算してモータ電圧Ｖ１を出力する。
ＰＷＭ信号発生手段５４は、前記した位相θと前記したモータ電圧Ｖ１との信号を入力として、ＰＷＭ制御に従って，ＰＷＭ信号を生成して出力する。
起動停止切換スイッチ５５は、電力差ΔＷａを参照して、起動させない（０、起動停止）か、または起動して、ＰＷＭ信号発生手段５４のＰＷＭ信号を出力するかを判定して、信号（ＰＮｕｖｗ）をインバータ３に送る。つまり、起動停止切換スイッチ５５は、単なるスイッチ機能だけではなく、判定機能も有している。
加算器５８は、前記した電圧調整値と上位電圧指令値Ｖ＊とを加算してモータ電圧Ｖ１を出力する。
ＰＷＭ信号発生手段５４は、前記した位相θと前記したモータ電圧Ｖ１との信号を入力として、ＰＷＭ制御に従って，ＰＷＭ信号を生成して出力する。
起動停止切換スイッチ５５は、電力差ΔＷａを参照して、起動させない（０、起動停止）か、または起動して、ＰＷＭ信号発生手段５４のＰＷＭ信号を出力するかを判定して、信号（ＰＮｕｖｗ）をインバータ３に送る。つまり、起動停止切換スイッチ５５は、単なるスイッチ機能だけではなく、判定機能も有している。
以上により、有効電力Ｗａに基づいてＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗを出力し、インバータ３を制御する構成となっている。
また、インバータ駆動装置５は、本発明の特徴である脱調検出および脱調防止を実現する構成でもある。この脱調検出および脱調防止に関する動作については、後記する。
また、インバータ駆動装置５は、本発明の特徴である脱調検出および脱調防止を実現する構成でもある。この脱調検出および脱調防止に関する動作については、後記する。
＜脱調検出の第１の方法＞
次に、脱調検出について説明する。
図４は、脱調時のシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）は周波数（モータ回転周波数ω、上位周波数指令値ω＊、インバータ周波数指令値ω１）、（ｂ）はトルク（モータトルクτｍ、最大トルクτＭ）、（ｃ）は電力（有効電力Ｗａ、電力基準値Ｗａ０）、（ｄ）は電流（モータ電流Ｉ１、電流基準値Ｉ１０、特許文献１における電流基準値Ｉ１１）を示している。また、図４の横軸は時間である。
図４においては、一定速運転中に負荷トルクを増加（したがってモータトルクも増加）させる（図４（ｂ））ことにより脱調させている。すなわち、上位周波数指令値ω＊およびインバータ周波数指令値ω１は一定値として（図４（ａ））、時刻ｔ１まで徐々にモータトルクτｍを増加させている（図４（ｂ））。
次に、脱調検出について説明する。
図４は、脱調時のシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）は周波数（モータ回転周波数ω、上位周波数指令値ω＊、インバータ周波数指令値ω１）、（ｂ）はトルク（モータトルクτｍ、最大トルクτＭ）、（ｃ）は電力（有効電力Ｗａ、電力基準値Ｗａ０）、（ｄ）は電流（モータ電流Ｉ１、電流基準値Ｉ１０、特許文献１における電流基準値Ｉ１１）を示している。また、図４の横軸は時間である。
図４においては、一定速運転中に負荷トルクを増加（したがってモータトルクも増加）させる（図４（ｂ））ことにより脱調させている。すなわち、上位周波数指令値ω＊およびインバータ周波数指令値ω１は一定値として（図４（ａ））、時刻ｔ１まで徐々にモータトルクτｍを増加させている（図４（ｂ））。
モータトルクτｍは、時刻ｔ１にて最大値である最大トルクτＭを示し、その直後に脱調する（図４（ｂ））。脱調後、モータ周波数ωは低下し、さらに負荷が風を受ける送風機であれば、風によって逆回転させられることによって定まる負の周波数に収束する（図４（ａ））。
また、脱調後、有効電力Ｗａ（図４（ｃ））、およびモータ電流Ｉ１(図４(ｄ))が急激に上昇することが分かる。
なお、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のｔ２以降において、黒く帯状に表記されているのは、トルク、電力、電流の値が高速に脈動していることを示している。
また、図４（ｃ）の有効電力Ｗａは、脱調後（ｔ２以降）において、電力基準値Ｗａ０を上回る状態が続く。脱調している場合には、有効電力Ｗａは、モータの駆動エネルギーには寄与せず、殆ど銅損（ジュール熱）となって消費され、発熱の原因となる。
また、脱調後、有効電力Ｗａ（図４（ｃ））、およびモータ電流Ｉ１(図４(ｄ))が急激に上昇することが分かる。
なお、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のｔ２以降において、黒く帯状に表記されているのは、トルク、電力、電流の値が高速に脈動していることを示している。
また、図４（ｃ）の有効電力Ｗａは、脱調後（ｔ２以降）において、電力基準値Ｗａ０を上回る状態が続く。脱調している場合には、有効電力Ｗａは、モータの駆動エネルギーには寄与せず、殆ど銅損（ジュール熱）となって消費され、発熱の原因となる。
この脱調による同期モータ１およびインバータ３の発熱・故障を防止するには、可能な限り早期に脱調を検出し、インバータ３を停止させるなどの保護措置を取ることが望ましい。
脱調後、直ぐに脱調検出するには、モータトルクτｍが、その最大値の最大トルクτＭに達することを検出すればよい。
前記した式２によれば、トルク計測器を用いることなく、ｑ軸電流Ｉｑからモータトルクτｍを推定できる。
しかし、位置センサレス制御においては、ｑ軸電流Ｉｑの推定精度は、図２に示す回転子位相θｄの推定精度に依存しており、ｑ軸電流Ｉｑを用いた脱調検出は、確実性に欠ける。
脱調後、直ぐに脱調検出するには、モータトルクτｍが、その最大値の最大トルクτＭに達することを検出すればよい。
前記した式２によれば、トルク計測器を用いることなく、ｑ軸電流Ｉｑからモータトルクτｍを推定できる。
しかし、位置センサレス制御においては、ｑ軸電流Ｉｑの推定精度は、図２に示す回転子位相θｄの推定精度に依存しており、ｑ軸電流Ｉｑを用いた脱調検出は、確実性に欠ける。
そこで、有効電力Ｗａを用いて脱調検出する。有効電力Ｗａは、有効電力検出手段４により、前記した式４の直流電力Ｗａ'として、回転子位相θｄとは無関係に検出できるからである。
脱調検出は、図４（ｃ）の点Ｐ１において、有効電力Ｗａが電力基準値Ｗａ０を超えることをトリガとして実現できる。電力基準値Ｗａ０は、モータトルクτｍが最大値τＭに達するときの電力値であり、以下の手順で求める。
脱調検出は、図４（ｃ）の点Ｐ１において、有効電力Ｗａが電力基準値Ｗａ０を超えることをトリガとして実現できる。電力基準値Ｗａ０は、モータトルクτｍが最大値τＭに達するときの電力値であり、以下の手順で求める。
＜脱調検出の手順＞
脱調検出の手順は、次に示す理論的な根拠に基づいて行われる。
図２より、モータ電圧Ｖ１（Ｖ１）は、次の式５で表される。
脱調検出の手順は、次に示す理論的な根拠に基づいて行われる。
図２より、モータ電圧Ｖ１（Ｖ１）は、次の式５で表される。
ラグランジュの未定乗数法において、式５のモータ電圧Ｖ１を束縛条件、式２のモータトルクτｍを評価関数、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを変数とすれば、モータトルクτｍが最大値τＭに達するとき、式６において、式７が成り立つ。
ただし、λ：未定乗数。
式７を解くと式８を得る。
式５と式８とを連立させることで、次の式９を得る。
また、式１を変形すると、次の式１０を得る。
式９および式１０は、式５の拘束条件において、最大トルク出力時の電圧および電流を表す。
また、式３に式９および式１０を代入し、また、モータ周波数ωとインバータ周波数指令値ω１が等しいとすると、式１１の電力基準値Ｗａ０を得る。
ただし、Ｗａ０：電力基準値、Ｋ：係数、Ｒ：同期モータの抵抗値、ω１：インバータ周波数指令値、Ｌ：同期モータのインダクタンス値、Ｖ１：モータ電圧、Ｋｅ：同期モータの誘起電圧定数である。ここでは、表記上の都合により、Ｗａ０＝Ｗａ０、ω１＝ω１、Ｖ１＝Ｖ１であるとして記載している。
なお、係数Ｋは、脱調検出の感度を調整するパラメータである。標準的には１とするが、脱調を未然に検出したい場合には１以下に設定することで検出感度を上げられる。
なお、係数Ｋは、脱調検出の感度を調整するパラメータである。標準的には１とするが、脱調を未然に検出したい場合には１以下に設定することで検出感度を上げられる。
＜脱調検出の第２の方法＞
次に、脱調検出の第２の方法について説明する。
脱調検出は、有効電力Ｗａおよび電力基準値Ｗａ０に代わり、モータ電流Ｉ１および電流基準値Ｉ１０を用いても同様に実現できる。
この場合、脱調検出は、図４の点Ｐ２において、モータ電流Ｉ１が電流基準値Ｉ１０を超えることをトリガとして実現できる。
モータ電流Ｉ１は、図２より、式１２で表される。
なお、式１２において、表記上の都合により、Ｉ１＝Ｉ１、Ｉｄ＝Ｉｄ、Ｉｑ＝Ｉｑであるとして記載している。
次に、脱調検出の第２の方法について説明する。
脱調検出は、有効電力Ｗａおよび電力基準値Ｗａ０に代わり、モータ電流Ｉ１および電流基準値Ｉ１０を用いても同様に実現できる。
この場合、脱調検出は、図４の点Ｐ２において、モータ電流Ｉ１が電流基準値Ｉ１０を超えることをトリガとして実現できる。
モータ電流Ｉ１は、図２より、式１２で表される。
また、式１２のモータ電流Ｉ１は、次の式１３と等価であることが知られている。
なお、式１３において、表記上の都合により、Ｉ１＝Ｉ１、Ｉｕ＝Ｉｕ、Ｉｖ＝Ｉｖ、Ｉｗ＝Ｉｗであるとして記載している。
＜モータ電流検出手段６＞
式１３のモータ電流Ｉ１は、有効電力検出手段４に代わり、図５に示すモータ電流検出手段６を用いることにより検出できる。
図５は、モータ電流検出手段６の構成と、インバータ制御手段５の一部を示したインバータ制御手段５０１との関係を示す図である。
モータ電流検出手段６は、アンプ手段６１、サンプリング手段６２、モータ電流演算手段６３を備えて構成される。
なお、アンプ手段６１は、アンプ６１１と、増幅率を定める抵抗６１２、６１３と、電流（ＩＤＣ）を検知する抵抗６１４とを備えて構成されている。
まず、アンプ手段６１およびサンプリング手段６２により、母線電流ＩＤＣから三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが検出される。
式１３のモータ電流Ｉ１は、有効電力検出手段４に代わり、図５に示すモータ電流検出手段６を用いることにより検出できる。
図５は、モータ電流検出手段６の構成と、インバータ制御手段５の一部を示したインバータ制御手段５０１との関係を示す図である。
モータ電流検出手段６は、アンプ手段６１、サンプリング手段６２、モータ電流演算手段６３を備えて構成される。
なお、アンプ手段６１は、アンプ６１１と、増幅率を定める抵抗６１２、６１３と、電流（ＩＤＣ）を検知する抵抗６１４とを備えて構成されている。
まず、アンプ手段６１およびサンプリング手段６２により、母線電流ＩＤＣから三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが検出される。
次に、モータ電流演算手段６３により、前記した式１３の演算が行われる。式１３から分かるように、モータ電流Ｉ１は、回転子位相θｄと無関係である。
電流基準値Ｉ１０は、電力基準値Ｗａ０と同様に求められる。式１２に式９および式１０を代入し、また、モータ周波数ωとインバータ周波数指令値ω１が等しいとすると、式１４の電流基準値Ｉ１０を得る。
ただし、Ｉ１０：電流基準値、Ｋ：係数、Ｒ：同期モータの抵抗値、ω１：インバータ周波数指令値、Ｌ：同期モータのインダクタンス値、Ｖ１：モータ電圧、Ｋｅ：同期モータの誘起電圧定数である。ここでは、表記上の都合により、Ｉ１０＝Ｉ１０、ω１＝ω１、Ｖ１＝Ｖ１であるとして記載している。
電流基準値Ｉ１０は、電力基準値Ｗａ０と同様に求められる。式１２に式９および式１０を代入し、また、モータ周波数ωとインバータ周波数指令値ω１が等しいとすると、式１４の電流基準値Ｉ１０を得る。
式１４で示した電流基準値Ｉ１０（Ｉ１０）について、特許文献１との違いについて説明する。
特許文献１における電流基準値Ｉ１１（Ｉ１１）は、式１５で表される。
特許文献１における電流基準値Ｉ１１（Ｉ１１）は、式１５で表される。
電流基準値Ｉ１１（比較例）は、図４に示すように脱調による停止後、すなわち、時刻ｔ２以降のモータ電流Ｉ１の平均値である。このため、少なくとも図４（ｄ）の点Ｐ３において、脱調検出できる。
しかし、図４（ｃ）の点Ｐ１（時刻ｔ１）あるいは図４（ｄ）の点Ｐ２（時刻ｔ１）で脱調検出できる本実施形態と比べると、脱調検出のタイミングは遅い。本実施形態の電流基準値Ｉ１０は、最大トルク出力時を元に導出しているため、脱調直後に脱調を検出できる。
しかし、図４（ｃ）の点Ｐ１（時刻ｔ１）あるいは図４（ｄ）の点Ｐ２（時刻ｔ１）で脱調検出できる本実施形態と比べると、脱調検出のタイミングは遅い。本実施形態の電流基準値Ｉ１０は、最大トルク出力時を元に導出しているため、脱調直後に脱調を検出できる。
以上がモータ電流演算手段６３によるモータ電流Ｉ１の検出方法であったが、図５において、モータ電流演算手段６３とインバータ制御手段５０１の関係について、さらに説明する。
図５において、モータ電流演算手段６３でモータ電流Ｉ１を検出した信号を、インバータ制御手段５０１に備えられた加算器５６１に正負を反転して入力し、式１４で示した電流基準値Ｉ１０と加算することにより、その差分ΔＩ１（Ｉ１０−Ｉ１）がインバータ制御手段５０１において検出される。
図１におけるインバータ制御手段５の電力差ΔＷａと、図５におけるインバータ制御手段５０１の電流の差分ΔＩ１との相違はあるが、インバータ制御手段５０１においても、概ねインバータ制御手段５と同様の機能により、脱調検出器能を有するインバータ制御が行われる。
図５において、モータ電流演算手段６３でモータ電流Ｉ１を検出した信号を、インバータ制御手段５０１に備えられた加算器５６１に正負を反転して入力し、式１４で示した電流基準値Ｉ１０と加算することにより、その差分ΔＩ１（Ｉ１０−Ｉ１）がインバータ制御手段５０１において検出される。
図１におけるインバータ制御手段５の電力差ΔＷａと、図５におけるインバータ制御手段５０１の電流の差分ΔＩ１との相違はあるが、インバータ制御手段５０１においても、概ねインバータ制御手段５と同様の機能により、脱調検出器能を有するインバータ制御が行われる。
＜脱調検出＞
本実施形態において、電力基準値Ｗａ０あるいは電流基準値Ｉ１０を用いた脱調検出は、起動停止切換スイッチ５５（図１）を備えて実現される。以下では、電力基準値Ｗａ０を用いる場合について説明する。
起動停止切換スイッチ５５は、電力基準値Ｗａ０と有効電力Ｗａの電力差ΔＷａに応じて、ＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗの信号源を以下のように切換える。
［１］電力差ΔＷａが正の場合（Ｗａ０ ＞ Ｗａ）
正常運転中と判定し、ＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗとしてＰＷＭ信号発生手段５４（図１）による出力信号をそのまま出力する。このとき、ＰＷＭ信号発生手段５４は、後述する脱調防止用のＰＷＭ信号を出力している。
本実施形態において、電力基準値Ｗａ０あるいは電流基準値Ｉ１０を用いた脱調検出は、起動停止切換スイッチ５５（図１）を備えて実現される。以下では、電力基準値Ｗａ０を用いる場合について説明する。
起動停止切換スイッチ５５は、電力基準値Ｗａ０と有効電力Ｗａの電力差ΔＷａに応じて、ＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗの信号源を以下のように切換える。
［１］電力差ΔＷａが正の場合（Ｗａ０ ＞ Ｗａ）
正常運転中と判定し、ＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗとしてＰＷＭ信号発生手段５４（図１）による出力信号をそのまま出力する。このとき、ＰＷＭ信号発生手段５４は、後述する脱調防止用のＰＷＭ信号を出力している。
［２］電力差ΔＷａが負の場合（Ｗａ０ ＜ Ｗａ）
脱調と判定し、ＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗとしてゼロを出力し、インバータ３（図１）を停止させる。脱調判定後の保護措置は、インバータ３の停止に限らず、回生動作などでもよい。
以上により、モータトルクτｍが最大値τＭを超えるとき、すなわち、有効電力Ｗａが電力基準値Ｗａ０を超えるとき、その直後に脱調検出できる。
脱調と判定し、ＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗとしてゼロを出力し、インバータ３（図１）を停止させる。脱調判定後の保護措置は、インバータ３の停止に限らず、回生動作などでもよい。
以上により、モータトルクτｍが最大値τＭを超えるとき、すなわち、有効電力Ｗａが電力基準値Ｗａ０を超えるとき、その直後に脱調検出できる。
＜脱調防止について＞
次に、脱調防止について説明する。
脱調防止は、前記の［１］電力差ΔＷａが正の場合（Ｗａ０ ＞ Ｗａ）において行われる。この場合、モータトルクτｍには余裕があり、予め脱調を防止しながら、正常運転を続行することが望まれる。
図６は、正常運転時のシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）は周波数（モータ回転周波数ω、上位周波数指令値ω＊、インバータ周波数指令値ω１）、（ｂ）はトルク（モータトルクτｍ、最大トルクτＭ）、（ｃ）は電力（有効電力Ｗａ、電力基準値Ｗａ０）、（ｄ）は電流（モータ電流Ｉ１、電流基準値Ｉ１０）を示している。また、図６の横軸は時間である。
図６（ｂ）においては、図４と同様にモータトルクτｍ（負荷トルク）を徐々に増加させている。図４（ｂ）と異なる点は、時刻ｔ３からｔ４の間において、インバータ周波数指令値ω１を下げている点である。
この対策により、モータトルクτｍの最大値τＭを向上させ、負荷トルクよりもモータトルクの最大値τＭを大きくすることによって、脱調を防止している。
次に、脱調防止について説明する。
脱調防止は、前記の［１］電力差ΔＷａが正の場合（Ｗａ０ ＞ Ｗａ）において行われる。この場合、モータトルクτｍには余裕があり、予め脱調を防止しながら、正常運転を続行することが望まれる。
図６は、正常運転時のシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）は周波数（モータ回転周波数ω、上位周波数指令値ω＊、インバータ周波数指令値ω１）、（ｂ）はトルク（モータトルクτｍ、最大トルクτＭ）、（ｃ）は電力（有効電力Ｗａ、電力基準値Ｗａ０）、（ｄ）は電流（モータ電流Ｉ１、電流基準値Ｉ１０）を示している。また、図６の横軸は時間である。
図６（ｂ）においては、図４と同様にモータトルクτｍ（負荷トルク）を徐々に増加させている。図４（ｂ）と異なる点は、時刻ｔ３からｔ４の間において、インバータ周波数指令値ω１を下げている点である。
この対策により、モータトルクτｍの最大値τＭを向上させ、負荷トルクよりもモータトルクの最大値τＭを大きくすることによって、脱調を防止している。
＜脱調防止の原理と対策１＞
脱調防止の原理について説明する。式２に式９および式１０を代入することにより、最大トルクτＭ（τＭ）は式１６で表される。
脱調防止の原理について説明する。式２に式９および式１０を代入することにより、最大トルクτＭ（τＭ）は式１６で表される。
式１６に基づいて、モータ周波数ωと最大トルクτＭの関係をプロットした結果を次に示す。
図７は、モータ周波数ωと最大トルクτＭの関係を示す特性図である。横軸は周波数であり、縦軸はトルクである。
図７において、モータ周波数ωが下がると、最大トルクτＭが増加する関係であることが分かる。
したがって、モータトルクτｍが最大トルクτＭに接近した場合、すなわち、有効電力Ｗａと電力基準値Ｗａ０の差分が所定値以下になった場合には、モータ周波数ωを下げることにより、脱調を防止することができる。
図７は、モータ周波数ωと最大トルクτＭの関係を示す特性図である。横軸は周波数であり、縦軸はトルクである。
図７において、モータ周波数ωが下がると、最大トルクτＭが増加する関係であることが分かる。
したがって、モータトルクτｍが最大トルクτＭに接近した場合、すなわち、有効電力Ｗａと電力基準値Ｗａ０の差分が所定値以下になった場合には、モータ周波数ωを下げることにより、脱調を防止することができる。
＜脱調防止の原理と対策２＞
脱調防止は、モータ電圧Ｖ１を上げることによっても実現できる。式１６に基づいて、モータ電圧Ｖ１と最大トルクτＭの関係をプロットした結果を次に示す。
図８は、モータ電圧Ｖ１と最大トルクτＭの関係を示す特性図である。横軸はモータ電圧であり、縦軸はトルクである。
図８において、モータ電圧Ｖ１が増加すると、最大トルクτＭが増加する関係であることが分かる。
したがって、モータ電圧Ｖ１を増加させることにより脱調を防止することができる。
脱調防止は、モータ電圧Ｖ１を上げることによっても実現できる。式１６に基づいて、モータ電圧Ｖ１と最大トルクτＭの関係をプロットした結果を次に示す。
図８は、モータ電圧Ｖ１と最大トルクτＭの関係を示す特性図である。横軸はモータ電圧であり、縦軸はトルクである。
図８において、モータ電圧Ｖ１が増加すると、最大トルクτＭが増加する関係であることが分かる。
したがって、モータ電圧Ｖ１を増加させることにより脱調を防止することができる。
＜インバータ制御手段５の脱調防止動作＞
本発明に係る同期モータの駆動装置の第１実施形態において、モータ周波数ωあるいはモータ電圧Ｖ１の調整による脱調防止は、図１に示したインバータ制御手段５の周波数調整スイッチ５１、積分手段５２、電圧調整スイッチ５３、ＰＷＭ信号発生手段５４、および加算器５６、５７、５８によって実現される。
周波数調整スイッチ５１は、電力差ΔＷａが正かつ所定値以下になるとき、上位周波数指令値ω*よりも周波数調整量Δω（＞０）だけ、インバータ周波数指令値ω１を下げる。この調整により、モータ周波数ωを下げる。
積分手段５２は、インバータ周波数指令値ω１を積分し、時間とともに変化する位相θを出力する。
電圧調整スイッチ５３は、電力差ΔＷａが正かつ所定値以下になるとき、上位電圧指令値Ｖ＊よりも電圧調整量ΔＶ（＞０）だけ、モータ電圧Ｖ１を上げる。
本発明に係る同期モータの駆動装置の第１実施形態において、モータ周波数ωあるいはモータ電圧Ｖ１の調整による脱調防止は、図１に示したインバータ制御手段５の周波数調整スイッチ５１、積分手段５２、電圧調整スイッチ５３、ＰＷＭ信号発生手段５４、および加算器５６、５７、５８によって実現される。
周波数調整スイッチ５１は、電力差ΔＷａが正かつ所定値以下になるとき、上位周波数指令値ω*よりも周波数調整量Δω（＞０）だけ、インバータ周波数指令値ω１を下げる。この調整により、モータ周波数ωを下げる。
積分手段５２は、インバータ周波数指令値ω１を積分し、時間とともに変化する位相θを出力する。
電圧調整スイッチ５３は、電力差ΔＷａが正かつ所定値以下になるとき、上位電圧指令値Ｖ＊よりも電圧調整量ΔＶ（＞０）だけ、モータ電圧Ｖ１を上げる。
周波数調整スイッチ５１（前記対策１）と電圧調整スイッチ５３（前記対策２）は、いずれか一方を備えれば、脱調防止は実現される。
ＰＷＭ信号発生手段５４は、位相θおよびモータ電圧Ｖ１に従ってＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗを出力し、インバータ３を制御する。
以上により、モータトルクτｍが最大値τＭを超えない範囲において、すなわち、有効電力Ｗａが電力基準値Ｗａ０を超えない範囲において、モータ周波数ωあるいはモータ電圧Ｖ１を調整することにより脱調防止できる。
ＰＷＭ信号発生手段５４は、位相θおよびモータ電圧Ｖ１に従ってＰＷＭ信号ＰＮｕｖｗを出力し、インバータ３を制御する。
以上により、モータトルクτｍが最大値τＭを超えない範囲において、すなわち、有効電力Ｗａが電力基準値Ｗａ０を超えない範囲において、モータ周波数ωあるいはモータ電圧Ｖ１を調整することにより脱調防止できる。
＜脱調防止の対策３＞
脱調防止の対策３として、直流電圧制御手段７を備える方法について説明する。
図９は、直流電圧制御手段７の回路構成と直流電源２との接続を示す図である。
図９において、直流電圧制御手段７は、交流電源７１が入力されるコンバータ７２を備えて構成される。
コンバータ７２は、交流電源７１を全波整流するダイオード７２１〜７２４と、昇圧スイッチングレギュレータを構成するコイル７２５、ダイオード７２６、ＩＧＢＴからなるスイッチング素子７２７とを、備えて構成される。
つまり、直流電圧制御手段７は、交流電源７１をコンバータ７２によって直流電力に変換する。また、直流電圧制御手段７は、コンバータ７２の制御によって、出力する直流電圧を可変にできる。
脱調防止の対策３として、直流電圧制御手段７を備える方法について説明する。
図９は、直流電圧制御手段７の回路構成と直流電源２との接続を示す図である。
図９において、直流電圧制御手段７は、交流電源７１が入力されるコンバータ７２を備えて構成される。
コンバータ７２は、交流電源７１を全波整流するダイオード７２１〜７２４と、昇圧スイッチングレギュレータを構成するコイル７２５、ダイオード７２６、ＩＧＢＴからなるスイッチング素子７２７とを、備えて構成される。
つまり、直流電圧制御手段７は、交流電源７１をコンバータ７２によって直流電力に変換する。また、直流電圧制御手段７は、コンバータ７２の制御によって、出力する直流電圧を可変にできる。
したがって、直流電圧制御手段７は、直流電源２に並列に接続されているので、直流電圧ＶＤＣを昇圧できる。
そこで、高負荷運転が予想される場合には、予め直流電圧ＶＤＣを昇圧することにより、電圧調整量ΔＶの設計自由度を大きくすることができる。これにより、急峻な負荷トルクが印加されても、脱調を防止できる。
そこで、高負荷運転が予想される場合には、予め直流電圧ＶＤＣを昇圧することにより、電圧調整量ΔＶの設計自由度を大きくすることができる。これにより、急峻な負荷トルクが印加されても、脱調を防止できる。
＜図６の補足説明＞
図６において、時刻ｔ３から時刻ｔ４において、最大トルクτＭが増加する一方、電流基準値Ｉ１０が僅かながら減少することについて補足説明する。
図１０は、図６（ｄ）の電流波形の細部を拡大した図である。横軸は時間であり、縦軸は電流である。また、電流基準値Ｉ１０のｄ軸およびｑ軸成分をそれぞれＩｄ０、Ｉｑ０で表す。
図１０において、時刻ｔ３からｔ４において、電流基準値Ｉ１０が減少するのは、ｑ軸電流成分Ｉｑ０の増加分よりもｄ軸電流成分Ｉｄ０の減少分の影響が大きいからである。
このような各電流成分の変化は、モータ周波数ωの減少により誘起電圧Ｋｅ・ωが小さくなり、弱め界磁の度合いが緩和されることに起因する。
ただし、図６および図１０のシミュレーション結果は一例であり、各電流成分の比率によっては、必ずしも電流基準値Ｉ１０が下がるとは限らない。
図６において、時刻ｔ３から時刻ｔ４において、最大トルクτＭが増加する一方、電流基準値Ｉ１０が僅かながら減少することについて補足説明する。
図１０は、図６（ｄ）の電流波形の細部を拡大した図である。横軸は時間であり、縦軸は電流である。また、電流基準値Ｉ１０のｄ軸およびｑ軸成分をそれぞれＩｄ０、Ｉｑ０で表す。
図１０において、時刻ｔ３からｔ４において、電流基準値Ｉ１０が減少するのは、ｑ軸電流成分Ｉｑ０の増加分よりもｄ軸電流成分Ｉｄ０の減少分の影響が大きいからである。
このような各電流成分の変化は、モータ周波数ωの減少により誘起電圧Ｋｅ・ωが小さくなり、弱め界磁の度合いが緩和されることに起因する。
ただし、図６および図１０のシミュレーション結果は一例であり、各電流成分の比率によっては、必ずしも電流基準値Ｉ１０が下がるとは限らない。
（第２実施形態・同期モータの駆動装置）
次に、本発明の同期モータの駆動装置の第２実施形態について説明する。
図１１は、第２実施形態における同期モータ１の駆動装置の構成を示す図である。
図１１において、再起動手段８が備えられたことが第２実施形態としての特徴である。
脱調検出によりインバータ３を停止させた後は、インバータ３を再起動させる必要がある。そこで、第２実施形態では、再起動手段８を備えることによって、インバータ３を再起動させ、同期モータ１の正常運転を再開する。
再起動手段８の詳細については、後記する。
なお、同期モータ１とインバータ３については、図１と同じ構成である。また、図１１のインバータ制御手段５０２については、図１のインバータ制御手段５の一部しか示していないがインバータ制御手段５と概ね同じ構成と機能を有している。また、図１の有効電力検出手段４は、図１１において、記載を省略されている。
次に、本発明の同期モータの駆動装置の第２実施形態について説明する。
図１１は、第２実施形態における同期モータ１の駆動装置の構成を示す図である。
図１１において、再起動手段８が備えられたことが第２実施形態としての特徴である。
脱調検出によりインバータ３を停止させた後は、インバータ３を再起動させる必要がある。そこで、第２実施形態では、再起動手段８を備えることによって、インバータ３を再起動させ、同期モータ１の正常運転を再開する。
再起動手段８の詳細については、後記する。
なお、同期モータ１とインバータ３については、図１と同じ構成である。また、図１１のインバータ制御手段５０２については、図１のインバータ制御手段５の一部しか示していないがインバータ制御手段５と概ね同じ構成と機能を有している。また、図１の有効電力検出手段４は、図１１において、記載を省略されている。
＜再起動時の周波数波形＞
図１２は、再起動時の周波数波形を示す図である。横軸は時間であり、縦軸は周波数である。また、ωはモータ周波数、ω＊は上位周波数指令値、ω１はインバータ周波数指令値である。
脱調によるインバータ停止後、同期モータ１は空転する（〜ｔ５）。このとき、モータトルクτｍは出力されないため、モータ周波数ωは低下し、時刻ｔ５における空転周波数をωｆ０とする。
ここで、インバータ周波数指令値ω１の初期値をωｆ１として、インバータ３を再起動させる。
再起動後、モータ周波数ωは、インバータ周波数指令値ω１を追従し、最終的に上位周波数指令値ω＊に収束する。
図１２は、再起動時の周波数波形を示す図である。横軸は時間であり、縦軸は周波数である。また、ωはモータ周波数、ω＊は上位周波数指令値、ω１はインバータ周波数指令値である。
脱調によるインバータ停止後、同期モータ１は空転する（〜ｔ５）。このとき、モータトルクτｍは出力されないため、モータ周波数ωは低下し、時刻ｔ５における空転周波数をωｆ０とする。
ここで、インバータ周波数指令値ω１の初期値をωｆ１として、インバータ３を再起動させる。
再起動後、モータ周波数ωは、インバータ周波数指令値ω１を追従し、最終的に上位周波数指令値ω＊に収束する。
再起動時（ｔ５〜）において、モータ周波数ωが脈動するのは、初期周波数指令値ωｆ１と空転周波数ωｆ０が一致しないためである。
空転周波数ωｆ０は、空転中の同期モータ１の誘起電圧に基づいて推定可能である。これは、空転周波数ωｆ０と誘起電圧波形の周波数が一致することが知られているからである。
しかし、現実には、誘起電圧検出時のノイズなどのため、推定誤差が発生し、初期周波数指令値ωｆ１を空転周波数ωｆ０に合わせることができない。特に初期周波数指令値ωｆ１と空転周波数ωｆ０の差が大きい場合には、過大なモータトルクτｍが発生する。
本発明における再起動では、仮に初期周波数指令値ωｆ１と空転周波数ωｆ０の差が大きくとも、再起動後に再度、インバータ３を停止させることにより、過大なモータトルクτｍの発生を防止できる。これにより、同期モータ１の回転軸のねじれなどの故障を防止できる。
空転周波数ωｆ０は、空転中の同期モータ１の誘起電圧に基づいて推定可能である。これは、空転周波数ωｆ０と誘起電圧波形の周波数が一致することが知られているからである。
しかし、現実には、誘起電圧検出時のノイズなどのため、推定誤差が発生し、初期周波数指令値ωｆ１を空転周波数ωｆ０に合わせることができない。特に初期周波数指令値ωｆ１と空転周波数ωｆ０の差が大きい場合には、過大なモータトルクτｍが発生する。
本発明における再起動では、仮に初期周波数指令値ωｆ１と空転周波数ωｆ０の差が大きくとも、再起動後に再度、インバータ３を停止させることにより、過大なモータトルクτｍの発生を防止できる。これにより、同期モータ１の回転軸のねじれなどの故障を防止できる。
図１１に示した第２実施形態において、インバータ再起動は、再起動手段８および起動停止切換スイッチ５５によって実現される。
再起動手段８は、誘起電圧検出手段８１および誘起電圧周波数検出手段８２を備えて構成される。
まず、誘起電圧検出手段８１は、同期モータ１の空転中の誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出する。次に、誘起電圧周波数検出手段８２は、誘起電圧検出手段８１が検出した誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの誘起電圧波形の周波数ωｆを検出する。
起動停止切換スイッチ５５は、誘起電圧周波数検出手段８２が検出し、出力した誘起電圧波形周波数ωｆが所定値以下になったら、ＰＷＭ信号出力ＰＮｕｖｗとして、ＰＷＭ信号発生手段５４の出力信号をそのまま出力する。
この仕組みにより、同期モータ１の空転速度が所定値以下となると、自動的にインバータ３が再起動される。再起動後、起動停止切換スイッチ５５は、再び第１実施形態と同等の構成となり、過大なモータトルクτｍの発生を有効電力Ｗａおよび電力基準値Ｗａ０に基づいて判断する。
再起動手段８は、誘起電圧検出手段８１および誘起電圧周波数検出手段８２を備えて構成される。
まず、誘起電圧検出手段８１は、同期モータ１の空転中の誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出する。次に、誘起電圧周波数検出手段８２は、誘起電圧検出手段８１が検出した誘起電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの誘起電圧波形の周波数ωｆを検出する。
起動停止切換スイッチ５５は、誘起電圧周波数検出手段８２が検出し、出力した誘起電圧波形周波数ωｆが所定値以下になったら、ＰＷＭ信号出力ＰＮｕｖｗとして、ＰＷＭ信号発生手段５４の出力信号をそのまま出力する。
この仕組みにより、同期モータ１の空転速度が所定値以下となると、自動的にインバータ３が再起動される。再起動後、起動停止切換スイッチ５５は、再び第１実施形態と同等の構成となり、過大なモータトルクτｍの発生を有効電力Ｗａおよび電力基準値Ｗａ０に基づいて判断する。
なお、図１において、起動停止切換スイッチ５５が、電力差ΔＷａによって動作するのは、起動停止のオフ（ＯＦＦ）するときである。また、図１１において、起動停止切換スイッチ５５が、誘起電圧波形周波数ωｆによって動作するのは、再起動するオン（ＯＮ）のときである。
したがって、起動停止切換スイッチ５５は、図１における起動停止の機能と、図１１における再起動の機能とを併せもつことが可能である。
したがって、起動停止切換スイッチ５５は、図１における起動停止の機能と、図１１における再起動の機能とを併せもつことが可能である。
（第３実施形態・送風装置）
次に、本発明の第３実施形態として、同期モータ１と第１、第２実施形態で述べた同期モータの駆動装置を用いた送風装置９について述べる。
図１３は、本発明に係る同期モータの駆動装置を用いて同期モータ１を駆動源とする送風装置９の構成を示す図である。
図１３において、送風装置９が駆動対象として、同期モータ１に駆動され、同期モータ１は、同期モータの駆動装置（３〜５）と直流電源２とによって駆動、制御されている。
同期モータ１と、同期モータの駆動装置（３〜５）と、直流電源２とは、第１、第２実施形態で、既に説明したことと同じであるので、重複する説明は省略する。
次に、本発明の第３実施形態として、同期モータ１と第１、第２実施形態で述べた同期モータの駆動装置を用いた送風装置９について述べる。
図１３は、本発明に係る同期モータの駆動装置を用いて同期モータ１を駆動源とする送風装置９の構成を示す図である。
図１３において、送風装置９が駆動対象として、同期モータ１に駆動され、同期モータ１は、同期モータの駆動装置（３〜５）と直流電源２とによって駆動、制御されている。
同期モータ１と、同期モータの駆動装置（３〜５）と、直流電源２とは、第１、第２実施形態で、既に説明したことと同じであるので、重複する説明は省略する。
送風装置９において、第１、第２実施形態の同期モータの駆動装置を用いることにより、台風あるいは竜巻などの突風を受けた場合に、直ちに同期モータ１を停止させることができる。
したがって、同期モータ１の故障を防止することができる。また、突風が収まってから安全に再起動させることができる。
例えば、式１１の係数Ｋを１に設定する場合には、同期モータ１が電気的に出力可能な最大トルクτｍを基準として脱調検出するので、同期モータ１およびインバータ３を電気的に保護することができる。
また、同期モータ１の機械的強度を考慮して係数Ｋを１以下に設定すれば、同期モータ１を機械的に保護することもできる。
したがって、同期モータ１の故障を防止することができる。また、突風が収まってから安全に再起動させることができる。
例えば、式１１の係数Ｋを１に設定する場合には、同期モータ１が電気的に出力可能な最大トルクτｍを基準として脱調検出するので、同期モータ１およびインバータ３を電気的に保護することができる。
また、同期モータ１の機械的強度を考慮して係数Ｋを１以下に設定すれば、同期モータ１を機械的に保護することもできる。
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
図１において、有効電力検出手段４の構成は単なる一例である。直流電圧ＶＤＣと平均母線電流ＩＤＣ'をそれぞれ検出できて、有効電力Ｗａを検出（算出）できれば、他の構成でもよい。
図１において、インバータ３においては、スイッチング素子３１〜３４は、ＩＧＢＴが用いられていたが、他のデバイスでもよく、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＢＪＴ（Bipolar junction transistor）やＢｉＣＭＯＳ(Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor)、または、他の適切なトランジスタを用いてもよい。
図１において，加算器５７、５８の符号は、同期モータ１の減速方向に負荷を受けた場合の一例である。加算器５７、５８の符号を適宜反転させることにより、加速方向に負荷を受けた場合にも、同様に脱調防止できる。
直流電源２は、本発明の同期モータの駆動装置に備えてもよく、また、本発明の同期モータの駆動装置の外部にある直流電源を用いてもよい。
また、同期モータ１と第１、第２実施形態で述べた同期モータの駆動装置を用いた送風装置９について述べたが、本実施形態を適用する用途は、送風装置には限定されない。例えばポンプや電気車両などの負荷変動が比較的起きやすいものを駆動するモータへ、本実施形態の同期モータの駆動装置を適用することが適している。
１ 同期モータ
２ 直流電源
２１、４２４ コンデンサ
３ インバータ
３１〜３６、７２７ スイッチング素子、ＩＧＢＴ
４ 有効電力検出手段
４１ 直流電圧検出手段
４２ 平均母線電流検出手段
４３ 乗算手段
４１１、４１２、４２１、４２３、６１２〜６１４ 抵抗
５ インバータ制御手段、インバータ駆動装置
５０１、５０２ インバータ制御手段、インバータ制御手段の一部
５１ 周波数調整スイッチ
５２ 積分手段
５３ 電圧調整スイッチ
５４ ＰＷＭ信号発生手段
５５ 起動停止切換スイッチ
５６〜５８、５６１ 加算器
６ モータ電流検出手段
６１ アンプ手段
６２ サンプリング手段
６３ モータ電流演算手段
６１１ オペアンプ
７ 直流電圧制御手段
７１ 交流電源
７２ コンバータ
７２１〜７２４、７２６ ダイオード
７２５ コイル
８ 再起動手段
８１ 誘起電圧検出手段
８２ 誘起電圧周波数検出手段
９ 送風装置
２ 直流電源
２１、４２４ コンデンサ
３ インバータ
３１〜３６、７２７ スイッチング素子、ＩＧＢＴ
４ 有効電力検出手段
４１ 直流電圧検出手段
４２ 平均母線電流検出手段
４３ 乗算手段
４１１、４１２、４２１、４２３、６１２〜６１４ 抵抗
５ インバータ制御手段、インバータ駆動装置
５０１、５０２ インバータ制御手段、インバータ制御手段の一部
５１ 周波数調整スイッチ
５２ 積分手段
５３ 電圧調整スイッチ
５４ ＰＷＭ信号発生手段
５５ 起動停止切換スイッチ
５６〜５８、５６１ 加算器
６ モータ電流検出手段
６１ アンプ手段
６２ サンプリング手段
６３ モータ電流演算手段
６１１ オペアンプ
７ 直流電圧制御手段
７１ 交流電源
７２ コンバータ
７２１〜７２４、７２６ ダイオード
７２５ コイル
８ 再起動手段
８１ 誘起電圧検出手段
８２ 誘起電圧周波数検出手段
９ 送風装置
Claims (8)
- 同期モータを駆動する同期モータの駆動装置であって、
直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
前記インバータの有効電力を検出する有効電力検出手段と、
を備え、
前記同期モータの特性値と前記インバータ制御手段の設定値とによって定まる電力基準値が式１１で定義され、
前記有効電力検出手段により検出される有効電力が前記電力基準値以上となる際に、前記インバータ制御手段は、前記インバータを停止させることを特徴とする同期モータの駆動装置。
- 同期モータを駆動する同期モータの駆動装置であって、
直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
前記インバータの有効電力を検出する有効電力検出手段と、
を備え、
前記同期モータの特性値と前記インバータ制御手段の設定値とによって定まる電力基準値が式１１で定義され、
前記有効電力検出手段により検出される有効電力が前記電力基準値以下であり、かつ、
前記有効電力と前記電力基準値の差が所定値以下である際に、
前記インバータ制御手段は、前記インバータ周波数指令値を下げる、または、前記インバータの出力電圧を上げることを特徴とする同期モータの駆動装置。
- 同期モータを駆動する同期モータの駆動装置であって、
直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
前記インバータの有効電力を検出する有効電力検出手段と、
前記インバータに印加される直流電圧を制御する直流電圧制御手段と、
を備え、
前記同期モータの特性値と前記インバータ制御手段の設定値とによって定まる電力基準値が式１１で定義され、
前記有効電力検出手段により検出される有効電力が前記電力基準値以下であり、かつ、
前記有効電力と前記電力基準値の差が所定値以下である際に、
前記直流電圧制御手段は、前記インバータに印加される直流電圧を上げることを特徴とする同期モータの駆動装置。
- 請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の同期モータの駆動装置において、
前記有効電力検出手段は、直流電圧検出手段と、平均電流検出手段と、乗算手段を備えて構成されることを特徴とする同期モータの駆動装置。 - 請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の同期モータの駆動装置において、
前記式１１における係数Ｋを１以下に設定することを特徴とする同期モータの制御装置。 - 同期モータを駆動する同期モータの駆動装置であって、
直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
前記インバータが前記同期モータに供給するモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
を備え、
前記同期モータの特性値と前記インバータ制御手段の設定値とによって定まる電流基準値が式１４で定義され、
前記モータ電流検出手段により検出されるモータ電流が前記電流基準値以上となる際に、前記インバータ制御手段は、前記インバータを停止させることを特徴とする同期モータの駆動装置。
- 請求項１または請求項６に記載の同期モータの駆動装置において、
さらに、
前記同期モータの誘起電圧の周波数を検出し、前記インバータ制御手段に該周波数の検出信号を送る前記同期モータの再起動手段を備え、
前記インバータの停止後、
前記同期モータの誘起電圧の周波数が所定値以下になるとき、
前記インバータ制御手段を介して前記インバータを再起動させることを特徴とする同期モータの駆動装置。 - 同期モータを駆動源とする送風装置であって、
請求項１乃至請求項３のいずれか一項、または請求項６に記載の前記同期モータの駆動装置により前記同期モータを駆動あるいは停止させることを特徴とする送風装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2012076327A JP5635032B2 (ja) | 2012-03-29 | 2012-03-29 | 同期モータの駆動装置、および、これを用いた送風装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013207973A JP2013207973A (ja) | 2013-10-07 |
| JP5635032B2 true JP5635032B2 (ja) | 2014-12-03 |
Family
ID=49369169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012076327A Active JP5635032B2 (ja) | 2012-03-29 | 2012-03-29 | 同期モータの駆動装置、および、これを用いた送風装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5635032B2 (ja) |
| CN (1) | CN103368477B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4113823A1 (fr) * | 2021-07-02 | 2023-01-04 | Valeo Equipements Electriques Moteur | Convertisseur de tension pour une machine électrique tournante |
| EP4113822A1 (fr) * | 2021-07-02 | 2023-01-04 | Valeo Equipements Electriques Moteur | Convertisseur de tension pour une machine électrique tournante |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6317904B2 (ja) * | 2013-10-02 | 2018-04-25 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | モータ制御装置、及び空気調和機 |
| JP6596253B2 (ja) * | 2015-07-27 | 2019-10-23 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| TWI563760B (en) * | 2015-09-25 | 2016-12-21 | Lite On Electronics Guangzhou | Motor driving circuit and method for detecting output phase loss |
| MY197536A (en) * | 2016-12-26 | 2023-06-21 | Panasonic Ip Man Co Ltd | Power generation device |
| JP6647262B2 (ja) | 2017-10-04 | 2020-02-14 | キヤノン株式会社 | モータ制御装置、シート搬送装置、原稿読取装置及び画像形成装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62113807A (ja) * | 1985-11-12 | 1987-05-25 | Nissan Motor Co Ltd | 内燃機関の吸排気弁リフト制御装置 |
| JP3084949B2 (ja) * | 1992-08-31 | 2000-09-04 | 松下電器産業株式会社 | 自動車用電動コンプレッサーの制御駆動装置 |
| JP2000014199A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-01-14 | Hitachi Ltd | 回転速度センサの異常判定装置 |
| JP3565124B2 (ja) * | 2000-01-12 | 2004-09-15 | トヨタ自動車株式会社 | 同期モータの脱調を判定する装置および方法 |
| JP3680016B2 (ja) * | 2001-09-03 | 2005-08-10 | 三菱電機株式会社 | 同期電動機の脱調検出装置 |
| JP4406552B2 (ja) * | 2003-10-30 | 2010-01-27 | 日立アプライアンス株式会社 | 電動機の制御装置 |
| JP5193421B2 (ja) * | 2005-12-09 | 2013-05-08 | 日立アプライアンス株式会社 | 電動機の制御装置 |
| JP5055835B2 (ja) * | 2006-03-13 | 2012-10-24 | 富士電機株式会社 | 同期モータの駆動装置 |
| CN100440720C (zh) * | 2006-12-12 | 2008-12-03 | 浙江大学 | 永磁同步电动机的混合式调速方法 |
| JP4964209B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2012-06-27 | 三菱電機株式会社 | 電動機の駆動装置並びに冷凍空調装置 |
-
2012
- 2012-03-29 JP JP2012076327A patent/JP5635032B2/ja active Active
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2013
- 2013-02-19 CN CN201310053493.0A patent/CN103368477B/zh active Active
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN103368477A (zh) | 2013-10-23 |
| JP2013207973A (ja) | 2013-10-07 |
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