JPWO2015133520A1 - モータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの振動、騒音を従来に比して一段と低減する。【解決手段】駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗからの出力電圧によりモータ２を駆動するインバータ５と、交流電源４を整流して駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに印加する直流電源を生成する整流回路３と、直流電源の電圧ＶＢＵＳを計測する計測部１０Ａと、計測部１０Ａの計測結果によりインバータ５を制御する制御回路９とを備える。制御回路９は、直流電源の電圧ＶＢＵＳの変動に対して、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗのベース又はゲートに印加する駆動信号の振幅値を相補的に変化させる。【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレス直流モータに関し、従来に比して一段と振動、騒音を低減することを目的とする。

従来、ブラシレス直流モータが種々の分野で広く使用されている。このようなモータのうち、ファンを駆動する用途のモータにおける駆動に関して、特許文献１、２には、モータの回転速度と駆動電流とから風量を計算してモータの駆動を制御することにより、負荷の変化による流量（風量）の変化を低減する構成が開示されている。また特許文献３等には、いわゆるベクトル制御によりモータを制御する構成が開示されている。また近年、この種のモータの駆動においては、モータに各相の駆動電圧を出力する駆動素子を、正弦波信号により駆動することにより、モータの振動、騒音を低減する方法が採用されている。

国際公開第２００７／０４０１８０号 国際公開第２００９／１１０２１９号 特許３６５３６７０号公報

ところで、一般に、モータの振動、騒音は、一段と低減することが望まれる。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、モータの振動、騒音を従来に比して一段と低減することを目的とする。

本発明者らは、駆動に供する電源変動による駆動電流の変動を打ち消すように、駆動素子の駆動に供する駆動電圧の振幅を、電圧変動に対して相補的に変化させる、との着想により、本発明を完成するに至った。

本発明にかかる一実施形態では、
（１） 駆動素子からの出力電圧によりモータを駆動するインバータと、
交流電源を整流して前記駆動素子に印加する直流電源を生成する整流回路と、
前記直流電源の電圧を計測する計測部と、
前記計測部の計測結果により前記インバータを制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記直流電源の電圧の変動に対して、前記駆動素子のベース又はゲートに印加する駆動信号の振幅値を相補的に変化させる。

（１）によれば、交流電源を整流して得られる直流電源の電圧が変動する場合に、この電圧変動による駆動電流の変動を打ち消すように駆動素子を駆動することができ、これによりモータの振動、騒音を一段と低減することができる。

（２） （１）において、前記制御回路は、
前記モータの駆動電流をクラーク変換するクラーク変換部と、
前記クラーク変換部の出力をパーク変換して出力するパーク変換部と、
前記パーク変換部の出力を処理して制御値を算出する算出部と、
前記制御値を補正する補正部と、
前記補正部で補正した制御値を逆パーク変換する逆パーク変換部と、
前記逆パーク変換部の出力を逆クラーク変換する逆クラーク変換部とを備え、
前記逆クラーク変換部の出力により前記インバータを制御し、
前記補正部において前記制御値を前記計測部の計測結果により補正することにより、前記直流電源の電圧の変動に対して、前記駆動素子のベース又はゲートに印加する駆動信号の振幅値を相補的に変化させる。

（２）によれば、ベクトル制御によるモータの制御において、より具体的構成により、印加電圧の変動により変動する駆動電流の変動を打ち消すように、駆動素子を駆動することができ、これによりモータの振動、騒音を一段と低減することができる。

（３） （２）において、前記制御回路は、
前記補正部で補正した前記制御値を、上限値及び下限値により制限するリミット部を備える。

（３）によれば、上限値及び下限値の設定により、駆動電圧が駆動素子の制御可能範囲を超えないように設定することができる。

（４） （２）又は（３）において、前記制御回路は、
前記モータの回転速度を検出して回転速度検出結果を出力する回転速度の検出部を備え、
前記算出部は、
前記回転速度検出結果を流量係数で乗算して目標駆動電流を計算する乗算部と、
前記目標駆動電流と前記パーク変換部の出力との差分値を計算する減算部と、
前記減算部の出力により前記制御値を生成するコントローラとを備える。

（４）によれば、例えば風量一定の条件によりモータを駆動する構成において、従来に比してモータの振動、騒音を低減することができる。

本発明によれば、従来に比してモータの振動、騒音を低減することができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ装置を示すブロック図である。 図１のモータ装置を詳細に示すブロック図である。 電圧指令補正部の説明に供する図である。 軽負荷における電圧変動の影響を示す信号波形図である。 重負荷における電圧変動の影響を示す信号波形図である。 電圧変動の影響の軽減の説明に供する信号波形図である。 駆動電圧波形の説明に供する信号波形図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。

〔モータ装置の基本構成〕
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ装置の基本構成を示すブロック図である。モータ装置１は、３相のブラシレス直流モータ２によりファンを駆動して送風する送風装置に適用される。例えば、当該送風装置は、室内の換気装置としてに用いられる。モータ装置１において、交流電源４から供給された電流は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を使用した全波整流回路を含む整流回路３により整流される。整流された電流は、平滑コンデンサＣにより平滑化される。これにより、交流電源４から供給された電流の電圧は、直流電圧Ｖ_ＢＵＳとなって、インバータ５に印加される。ここでインバータ５は、トランジスタ、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗによる３組の直列回路を含む。各直列回路は、直流電源及びアースライン間に配置される。各直列回路の接続中点は、それぞれモータ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に接続される。また、インバータ５は、各駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗのベース（ゲート）が図示しない駆動回路によりスイッチングする。これにより、インバータ５は、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗの出力電圧によりモータ２を駆動する。なお、各駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗには、それぞれ保護用のダイオードが設けられている。

また、モータ装置１において、制御回路９は、マイクロコンピュータ（マイコン）である。制御回路９には、図示しない電源回路により、交流電源から低電圧の直流電源に変換された直流電源が入力される。計測部１０Ａは、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに印加される直流電圧（印加電圧）Ｖ_ＢＵＳを計測する。この好ましい実施形態では、計測部１０Ａとして、分圧回路１０Ａが用いられる。分圧回路１０Ａは、抵抗Ｒ１及びＲ２を含む。分圧回路１０Ａは、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに印加される直流電圧を分圧する。制御回路９は、当該分圧された直流電圧が内蔵のアナログディジタル変換回路に入力される。これにより駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに印加される直流電圧（印加電圧）Ｖ_ＢＵＳを計測する。また、電流検出回路１０Ｂは、電流検出用抵抗ＲＩを含み、アースラインに設けられる。これにより、モータ装置１は、各相の駆動電流の加算電流を検出できるように構成される。制御回路９には、電流検出回路１０Ｂによる検出結果が内蔵のアナログディジタル変換回路を介して入力される。これにより、制御回路９は、各相の駆動電流を検出する。

制御回路９は、所定の処理手順の実行により、これらアナログディジタル変換回路を介して得られる直流電源の電圧Ｖ_ＢＵＳ、および、各相の駆動電流の検出結果に基づいて、インバータ５の動作を制御する。

図２は、この制御回路９の処理手順の実行により構成される機能ブロックを、周辺構成と共に示すブロック図である。制御回路９は、この機能ブロックの構成によりベクトル制御の手法を適用してモータ２を駆動する。

モータ装置１において、電流センサ１１（電流検出回路１０Ｂ）は、各相の駆動電流ｉ_ｕｖを検出する。クラーク変換部１２は、この電流センサ１１による検出結果である各相の駆動電流ｉ_ｕｖをクラーク変換し、２相固定座標系の駆動電流ベクトルＩ_αβを出力する。位置速度推定部１３は、この２相固定座標系の駆動電流ベクトルＩ_αβと、駆動電流ベクトルＩ_αβと対応する２相固定座標系の駆動電圧Ｖ_αβとから、回転子の回転角度θ_ｃ、電気角速度ω_ｅを算出して出力する。
演算部１５は、この位置速度推定部１３で算出された回転角度θ_ｃの正弦値及び余弦値を算出して出力する。パーク変換部１４は、この演算部１５の算出結果を使用して２相固定座標系の駆動電流ベクトルＩ_αβをパーク変換する。パーク変換部１４は、この２相固定座標系の駆動電流Ｉ_αβを回転座標系のｑ軸駆動電流ｉ_ｑ、ｄ軸駆動電流ｉ_ｄに変換して出力する。

モータ装置１において、制御回路部９には、上位のコントローラ等から流量係数Ｋ´_Ｑが風量の制御目標値として入力される。乗算部１６は、この流量係数Ｋ´_Ｑと位置速度推定部１３で推定された電気角速度ω_ｅとを乗算することにより、風量一定目標駆動電流を算出する。制御回路部９では、ｑ軸駆動電流ｉ_ｑを風量一定目標駆動電流と一致させるようにフィードバック制御が行われる。これにより、制御回路部９は、風量が流量係数Ｋ´_Ｑに対応する一定値となるようにモータ２を駆動する。

ここで送風に係る風量（流量）をＱ、送風に供するモータの回転数をＮ［ｒ／ｍｉｎ］、このモータの出力をＰ［Ｗ］とおくと、風量Ｑ及び回転数Ｎと、出力Ｐとは比例関係により表され、次式の関係式により表される。

これにより風量Ｑを一定に保持するためには、Ｐ／Ｎ^２が一定値となるように制御すれば良いことが判る。ここで風量Ｑに比例する係数（Ｋ_Ｑ∝Ｑ）を定義すると、（１）式は次式のように変形することができる。

この回転数Ｎと出力Ｐとを、ベクトル制御ソフトウェアで使用される物理量に変換する。なお、ソフトウェアの種類や単位系にあわせて、適宜物理量の単位換算が行われてもよい。他の値を単位換算して物理量が計算されてもよい。

ここで回転数Ｎは、電気角速度ω_ｅ［ｒａｄ／ｓｅｃ］、モータの極対数Ｐ_Ｐを使用して次式により表すことができる。

またモータ出力Ｐは、モータが発生するトルクτと機械角速度ω_ｍ［ｒａｄ／ｓｅｃ］とにより、次式により表すことができる。

また一般的なブラシレスＤＣモータ（例えば、表面磁石型の永久磁石型同期モータ）では、このトルクτは、極対数ＰＰ、回転子磁束強度Φ［Ｖｓ／ｒａｄ］、ｑ軸駆動電流ｉ_ｑの積により、次式により表すことができる。

また機械角速度ω_ｍと電気角速度ω_ｅとの関係は、次式により表すことができる。

ここで（５）式及び（６）式を（４）式に代入すると、次式の関係式を得ることができる。

この（７）式と（３）式とを（２）式に代入すると、次式の関係式を得ることができる。（８）式は風量Ｑを一定に保持するための電気角速度ω_ｅとｑ軸駆動電流ｉ_ｑとの関係式を表す。

ここで（８）式は、流量係数Ｋ´_Ｑを使用して次式により表すことができる。

但し、流量係数Ｋ´_Ｑは、次式により表される。

これにより、モータ装置１において、電気角速度ω_ｅとｑ軸駆動電流ｉ_ｑとが比例関係を維持するように保持されれば、風量が一定となるようにモータを駆動することができる。これらにより制御回路９は、流量係数Ｋ´_Ｑを風量の制御目標値として入力する。乗算部１６は、この流量係数Ｋ´_Ｑと位置速度推定部１３で検出された電気角速度ω_ｅとを乗算することにより、（９）式の左辺の乗算値を演算処理し、制御目標の駆動電流である風量一定目標駆動電流値を計算し、スイッチ部１７を介して風量一定目標駆動電流値を減算回路１８に出力する。減算回路１８は、パーク変換部１４で算出されたｑ軸駆動電流ｉ_ｑをスイッチ部１７の出力値から減算して出力する。ＰＩコントローラ（ＰＩ）１９は、この減算回路１８の出力値を所定利得により増幅すると共に、この減算回路１８の出力値の移動積分値を算出した後、所定利得により増幅して加算する。これにより、ＰＩコントローラ（ＰＩ）１９は、比例積分制御に係る制御値を計算する。減算回路２０は、パーク変換部１４で算出されたｄ軸駆動電流ｉ_ｄと対応する制御目標値（この実施例では値０である）の減算値を算出して出力する。ＰＩコントローラ（ＰＩ）２１は、この減算回路２０に係る比例積分制御の制御値を計算して出力する。なお、制御目標値は、ゼロ以外の値に設定されてもよい。また、ＰＩコントローラ以外の目標値追従型のコントローラを用いても良い。

逆パーク変換部２２は、電圧指令補正部３０を介してＰＩコントローラ１９、２１より出力されるｑ軸駆動電圧Ｖｑとｄ軸駆動電圧Ｖｄを、演算器１５の計算結果を利用して、逆パーク変換処理し、２相固定座標系の駆動電圧ベクトルＶ_αβを出力する。逆クラーク変換部２３は、この逆パーク変換部２２から出力された２相固定座標系の駆動電圧ベクトルＶ_αβを、逆クラーク変換処理して出力する。インバータ５は、逆クラーク変換部２３より出力された３相固定座標系の駆動電圧ベクトルＶ_ＵＶＷについてパルス幅変調を行う。パルス幅変調の結果得られるパルス幅変調信号に基づいて、モータ２のコイルに駆動電圧が印加されて、モータ２が駆動する。

これにより、モータ装置１では、（９）式に係る流量係数Ｋ´_Ｑと電気角速度ω_ｅとの乗算値が、風量一定ｑ軸目標駆動電流ｉ１_ｑとなる。さらに、モータ装置１では、目標駆動電流ｉ１_ｑと駆動電流ｉ_ｑとが一致するようにフィードバック制御がなされ、風量を一定に保つ風量一定制御によりモータが駆動される。

ところで、モータ２の駆動においては、モータ２の回転速度の下限値及び上限値をそれぞれ設定することが望ましい。すなわち、モータ２では、低速回転時、軽負荷時において、モータ２の駆動電流及び駆動電圧が低くなる。そのため、モータ２における回転子の位置や速度の推定精度が下がり、モータ２の安定な駆動が困難になる可能性がある。ゆえに、モータ２の回転速度に下限値を設定することが望ましい。またモータ２が高速回転する場合には、発熱や振動から回路やモータを保護する必要がある。そのため、モータ２について回転速度の上限値を設定することが望ましい。

そこで、モータ装置１では、速度上限値ω_maxと速度下限値ω_minとが切り替わって、速度制御目標値が減算回路２６に入力される。減算回路２６は、入力された速度制御目標値と位置速度推定部１３で推定される電気角速度ω_ｅとの減算値を計算する。また、この計算された減算値はＰＩコントローラ２７に入力される。ＰＩコントローラ２７は、比例積分制御に係る速度一定ｑ軸目標駆動電流ｉ１_ｑを計算し、計算結果である速度一定ｑ軸目標駆動電流ｉ１_ｑをスイッチ部１７に出力する。モータ装置１では、判定部（図示省略）により位置速度推定部１３で推定される電気角速度ω_ｅが速度上限値ω_maxと速度下限値ω_minと比較され判定される。判定部での判定結果により、スイッチ部１７の動作と速度制御目標値が切り替わる。これにより、モータ２の制御が風量一定制御と速度一定制御の間で切り替わり、回転速度が上限値と下限値をそれぞれ超えないように、モータ２が駆動される。

より具体的には、スイッチ部１７を介して乗算部１６からの乗算値が減算回路１８に出力され風量一定制御によりモータ２が駆動されている状態において、判定部は、位置速度推定部１３で推定される電気角速度ω_ｅが上限値ω_maxを超える場合に、速度制御目標値を上限値ω_maxに設定すると共に、スイッチ部１７の動作を切り替えてＰＩコントローラ２７の出力値を減算回路１８に出力する。これにより風量一定制御から速度一定制御にモータ２の制御が切り替わりモータ２の回転速度が上限値ω_maxに保持される。

また、このように速度一定制御にてモータ２の回転速度が上限値ω_maxに保持されてモータ２が駆動している状態で、ＰＩコントローラ２７から出力される速度一定ｑ軸電流目標値ｉ１_ｑが、位置速度推定部１３で推定される電気角速度ω_ｅと流量係数Ｋ´_Ｑとの乗算値Ｋ´_Ｑ・ω_ｅ以上に立ち上がる場合、スイッチ部１７を介して乗算部１６からの乗算値が減算回路１８に出力され風量一定制御によりモータ２が駆動される。すなわち、スイッチ部１７により速度一定制御から風量一定制御にモータ２の制御が切り替わる。

また、風量一定制御によりモータ２が駆動されている状態において、判定部は、位置速度推定部１３で推定される電気角速度ω_ｅが下限値ω_ｍｉｎを下回ると、速度制御目標値を下限値ω_ｍｉｎに設定すると共に、スイッチ部１７の動作を切り替えてＰＩコントローラ２７の出力値を減算回路１８に出力する。これにより風量一定制御から速度一定制御にモータ２の制御が切り替わり、モータ２の回転速度が下限値ω_ｍｉｎに保持される。

また、このように速度一定制御にてモータ２の回転速度が下限値ω_ｍｉｎに保持されてモータ２が駆動している状態で、、ＰＩコントローラ２７から出力される速度一定ｑ軸電流目標値ｉ１_ｑが、位置速度推定部１３で推定される電気角速度ω_ｅと流量係数Ｋ´_Ｑとの乗算値Ｋ´_Ｑ・ω_ｅ未満に立ち下がると、スイッチ部１７を介して乗算部１６からの乗算値が減算回路１８に出力され、風量一定制御によりモータ２が駆動される。すなわち、スイッチ部１７により速度一定制御から風量一定制御にモータ２の制御が切り替わる。

なお、このように風量一定制御による駆動と、回転速度の上限値及び下限値における速度一定制御による駆動において、それぞれ、ヒステリシス特性を有していてもよい。また、追従性に関しては即座に追従しなくてもよい。例えば、負荷の急激な変化により風量が急激に変化した場合、当該風量変化にモータ２の駆動が即座に追従しないことを含む。これにより、急激な回転数の変化によるファンから発生する騒音の急激な変化を低減することができる。

〔電圧指令値の補正〕
モータ装置１では、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗのベース（ゲート）に正弦波信号による駆動信号が供給されモータ２が駆動される。また、逆クラーク変換部２３の出力値によりデューティ比が可変してパルス幅変調信号が生成される。このパルス幅変調信号のデューティ比により駆動信号の振幅が可変する。これにより所望する条件（風量一定の条件）により、モータ２が駆動される。このように正弦波信号による駆動信号により駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗがスイッチングしてモータ２が駆動する場合には、モータ２から発生する振動や騒音を低減することができる。

しかしながら、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに印加される直流電圧Ｖ_ＢＵＳは、交流電圧がダイオードＤ１〜Ｄ４で整流され、平滑コンデンサＣにより平滑された電圧である。そのため、モータの負荷の増大により駆動電流が増大すると、直流電圧Ｖ_ＢＵＳの変動が大きくなる。このように電圧が変動する直流電圧Ｖ_ＢＵＳがインバータ５に供給されると、本来、正弦波電圧で駆動される各駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗの出力電圧が歪んでしまい、モータ２の駆動電流も歪むようになる。その結果、高負荷時において、モータ騒音や振動が大きくなる可能性がある。そこで、この実施形態では、直流電圧の変動を補正することにより、モータ２の騒音、振動を低減する。

この実施形態では、電圧指令補正部３０において、逆パーク変換部２２に入力される制御値が電源電圧の変動に対して相補的に変化するように補正される。これにより、駆動電流の波形がひずむことが防止される。さらに、この補正によって、従来に比して一段とモータ２の振動、騒音を低減することができる。より具体的に、この実施形態では、直流電圧Ｖ_ＢＵＳの基準値Ｖ_{ＢＵＳ（nominal）}を基準にして、直流電圧の電圧変動に応じて駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗの駆動に係る制御値が増減する。これにより、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに供給する駆動信号の振幅値が電源電圧の変動に対して増補的に可変する。その結果、モータ２における駆動電流の波形が歪むことが防止される。

電圧指令補正部３０において、割り算回路３１は、直流電源（Ｖ_ＢＵＳ）の瞬時電圧Ｖ_{ＢＵＳ（actual）}を、この瞬時電圧Ｖ_{ＢＵＳ（actual）}の基準値である基準電圧Ｖ_{ＢＵＳ（nominal）}により割り算し、補正係数を算出する。乗算部３２は、ＰＩコントローラ２１から出力される補正前制御値（ｑ軸電流制御値ｖ１_ｑ）に、割り算回路３１で算出された補正係数を乗算し、補正後制御値ｖ２_ｑを算出する。乗算部３３は、ＰＩコントローラ１９から出力される補正前制御値（ｄ軸電流制御値ｖ１_ｄ）に、割り算回路３１で算出された補正係数を乗算し、補正後制御値ｖ２_ｄを算出する。補正後制御値ｖ２_ｑ及びｖ２_ｄは、直流電圧Ｖ_ＢＵＳの変動に応じて相補的に値が増減する。なお、係る補正処理は、次式により表すことができる。

さらに、電圧指令補正部３０は、このようにして算出した制御値ｖ２_ｑ及びｖ２_ｄをリミット部３４及び３５により制限する。これにより、計算された制御値ｖ２_ｑ及びｖ２_ｄが制御可能な上限値及び下限値を超えないように制限される。

すなわち、ｄ軸電流制御値ｖ２_ｄに係るリミット部３５では、事前に、制御可能な上限値ｖ_limit、及び下限値−ｖ_limitが設定される。リミット部３５は、次式により示すように、上限値ｖ_limit及び下限値−ｖ_limitを制御値ｖ２_ｄが超える場合、制御値ｖ３_ｄをそれぞれ上限値ｖ_limit及び下限値−ｖ_limitに設定する。

ｑ軸電流リミット計算部３６は、ｄ軸電流制御値ｖ２_ｄに係るリミット部３５で設定された制御値ｖ３_ｄにより、次式の演算処理を実行し、ｑ軸電流の制限値ｖ_ｑlimitを算出する。

ｑ軸電流制御値ｖ２_ｑに係るリミット部３４は、このｑ軸電流リミット計算部３６で算出された制限値ｖ_ｑlimitにより上限値ｖ_ｑlimit及び下限値−ｖ_ｑlimitを設定する。リミット部３４は、次式により示すように、ｑ軸電流に係る制御値ｖ２_ｑを判定し、制御値ｖ２_ｑが上限値ｖ_ｑlimit及び下限値−ｖ_ｑlimitを超える場合には、制御値ｖ３_ｑをそれぞれ上限値ｖ_ｑlimit及び下限値−ｖ_ｑlimitに設定する。

これらにより制御回路９は、電源電圧Ｖ_ＢＵＳの変動を補正するように制御値ｖ_ｄ、ｖ_ｑを補正して制御値ｖ３_ｄ、ｖ３_ｑを算出し、この算出した制御値ｖ３_ｄ、ｖ３_ｑに基づいてモータ２を駆動する。

逆パーク変換部２２は、次式の演算処理により制御値ｖ３_ｄ、ｖ３_ｑに対して逆パーク変換処理し、α、β固定座標系における電圧制御値ｖ_α、ｖ_βを算出する。

逆クラーク変換部２３は、この逆パーク変換部２２の出力である電圧制御値ｖ_α、ｖ_βについて次式の演算処理を実行し、各相の電圧指令値ｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗを算出する。

インバータ２は、この各相の電圧指令値ｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗにより次式の演算処理を実行することにより、各相の駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗのゲートの制御に係るパルス幅変調信号のデューティ比Ｄ_Ｕ、Ｄ_Ｖ、Ｄ_Ｗを、０．５から増減する。より詳細には、駆動素子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに印加される直流電圧Ｖ_ＢＵＳが平均値電圧Ｖ_{ＢＵＳ（nominal）}より低下する場合には、デューティ比Ｄ_Ｕ、Ｄ_Ｖ、Ｄ_Ｗが（１７）式により算出される。より詳細には、（１７）式では、各相の電圧指令値ｖ_Ｕ、ｖ_Ｖ、ｖ_Ｗが基準電圧Ｖ_{ＢＵＳ（nominal）}で除算された後、デューティ比のオフセット値である０．５が加算される。これにより、デューティ比Ｄ_Ｕ、Ｄ_Ｖ、Ｄ_Ｗは、好ましくは、０〜１の範囲の値となる。ここで（１７）式の補正を行っているため、例えばリップルにより瞬時電圧Ｖ_{ＢＵＳ（actual）}が基準電圧Ｖ_{ＢＵＳ（nominal）}よりも大きいときにはデューティ比は減少し、逆に瞬時電圧Ｖ_{ＢＵＳ（actual）}が基準電圧Ｖ_{ＢＵＳ（nominal）}よりも小さいときにはデューティ比が増加する。これらによりモータ装置１では、各相の駆動電流の波形の歪が低減され、振動、騒音が一段と低減される。

図４は、モータ２への負荷が軽い場合における直流電圧Ｖ_ＢＵＳとモータ２の各相の駆動信号波形を示す信号波形図である。図５は、モータ２への負荷が重い場合における直流電圧Ｖ_ＢＵＳとモータ２の各相の駆動信号波形を示す信号波形図である。図４および図５では、各相の駆動信号波形は、インバータ５の出力信号波形であり、符号Ｌ１により示されている。また、図４および図５では、電圧指令補正部３０により制御値が補正されていない場合における波形が示されている。この図４及び図５によれば、モータ２への負荷の増大により、直流電源の電圧のリップルが増大し、これに対応してモータ２への出力信号波形の振幅値が変動し、これにより駆動電圧の波形に歪が発生している。

図６は、図５との対比により電圧指令補正部３０により制御値が補正された場合を示す図である。図６において、各相の駆動信号波形は、符号Ｌ２により示されている。この図６によれば、直流電圧Ｖ_ＢＵＳが変化する場合でも、各相の駆動信号波形Ｌ２のピーク値は一定値に保持されている。すなわち、駆動電圧波形の歪が発生することが防止されていることが判る。

なお、図７は、電圧指令補正部３０により制御値が補正されない場合と補正される場合とについて、Ｕ相デューティ比Ｄ_Ｕをそれぞれ示す図である。符号Ｌ１Ｇにより示されるように、電圧指令補正部３０により制御値が補正されない場合、Ｕ相デューティ比Ｄ_Ｕの振幅は、一定振幅値に保持される。これに対して電圧指令補正部３０により制御値が補正される場合、符号Ｌ２Ｇにより示されるように、Ｕ相デューティ比Ｄ_Ｕの振幅値は、直流電圧Ｖ_ＢＵＳの変動の補正に合わせて増減されるように設定される。すなわち、Ｕ相デューティ比Ｄ_Ｕの振幅値は、直流電圧Ｖ_ＢＵＳが減少する場合には増大するように設定される。また、Ｕ相デューティ比Ｄ_Ｕの振幅値は、直流電圧Ｖ_ＢＵＳが増大する場合には減少するように設定される。

この実施形態によれば、交流電源からの電圧を整流して得られる直流電源の電圧に応じて駆動素子の駆動信号振幅を増減させる。これにより、この直流電源の電圧変動による駆動電流の変動が抑制されて駆動素子がスイッチングされる。その結果、モータの振動、騒音を一段と低減することができる。

また、ベクトル制御によるモータの制御において、この制御値を直流電源の電圧に応じて増減させることにより、印加電圧の変動により変動する駆動電流の変動を抑制して、駆動素子を駆動することができる。その結果、モータの振動、騒音を一段と低減することができる。

また、この補正された前記制御値が、上限値及び下限値により制限されることにより、駆動素子の制御可能範囲を超えないようにして安定にモータ２を駆動することができる。

〔他の実施形態〕
以上、本発明の実施に好適な具体的な構成の一例を詳述したが、本発明は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上述の実施形態の構成を種々に変更することができる。

すなわち上述の実施形態では、ファンを駆動して気体を搬送する送風装置に本発明を適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ファンを駆動して液体を搬送する場合にも広く適用して流量一定の条件により駆動することができる。

また上述の実施形態では、風量一定制御によりモータを駆動する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、上位のコントローラからの指示により所望する回転速度、トルク等によりモータを駆動する場合に広く適用することができる。なお、この好ましい実施形態では、モータ２はホール素子などの位置センサや速度センサを有しておらず、モータ２の回転子の位置や回転速度は、駆動電流などから推定により求めている。すなわち、モータ２は、いわゆるセンサレスベクトル制御にて制御される。しかし、モータ２が、レゾルバやホールＩＣなどの位置センサや速度センサを有していてもよい。この場合、制御回路９では、位置センサや速度センサが検出した値が用いられる。

また上述の実施形態では、３相のブラシレスモータによるファンモータを駆動する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、各種のモータを駆動する場合に広く適用することができる。本発明は、表面磁石型永久磁石同期モータだけでなく、埋め込み型永久磁石同期モータにも適用することができる。また、本発明は、アウターロータ型モータだけでなく、インナーロータ型モータにも適用することができ、特に限定されるものではない。

１ モータ装置
２ モータ
３ 整流回路
４ 商用電源
５ インバータ
７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ 駆動素子
９ 制御回路
１０Ａ 分圧回路
１０Ｂ 電流検出回路
１１ 電流センサ
１２ クラーク変換部
１３ 位置速度推定部
１４ パーク変換部
１５ 演算部
１６、３２、３３ 乗算部
１７ スイッチ部
１８、２０、２６ 減算回路
１９、２１、２７ ＰＩコントローラ
２２ 逆パーク変換部
２３ 逆クラーク変換部
３０ 電圧指令補正部
３１ 割り算回路
３４、３５ リミット部
３６ ｑ軸電流リミット計算部
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｒ１、Ｒ２、ＲＩ 抵抗

Claims (4)

1. 駆動素子からの出力電圧によりモータを駆動するインバータと、
   交流電源を整流して前記駆動素子に印加する直流電源を生成する整流回路と、
   前記直流電源の電圧を計測する計測部と、
   前記計測部の計測結果により前記インバータを制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記直流電源の電圧の変動に対して、前記駆動素子のベース又はゲートに印加する駆動信号の振幅値を相補的に変化させる
   モータ装置。
2. 前記制御回路は、
   前記モータの駆動電流をクラーク変換するクラーク変換部と、
   前記クラーク変換部の出力をパーク変換して出力するパーク変換部と、
   前記パーク変換部の出力を処理して制御値を算出する算出部と、
   前記制御値を補正する補正部と、
   前記補正部で補正した制御値を逆パーク変換する逆パーク変換部と、
   前記逆パーク変換部の出力を逆クラーク変換する逆クラーク変換部とを備え、
   前記逆クラーク変換部の出力により前記インバータを制御し、
   前記補正部において前記制御値を前記計測部の計測結果により補正することにより、前記直流電源の電圧の変動に対して、前記駆動素子のベース又はゲートに印加する駆動信号の振幅値を相補的に変化させる
   請求項１に記載のモータ装置。
3. 前記制御回路は、
   前記補正部で補正した前記制御値を、上限値及び下限値により制限するリミット部を備える
   請求項２に記載のモータ装置。
4. 前記制御回路は、
   前記モータの回転速度を検出して回転速度検出結果を出力する回転速度の検出部を備え、
   前記算出部は、
   前記回転速度検出結果を流量係数で乗算して目標駆動電流を計算する乗算部と、
   前記目標駆動電流と前記パーク変換部の出力との差分値を計算する減算部と、
   前記減算部の出力により前記制御値を生成するコントローラとを備える
   請求項２又は請求項３に記載のモータ装置。

Images