WO2021117453A1 - 電動機の制御装置 - Google Patents

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WO2021117453A1
WO2021117453A1 PCT/JP2020/043160 JP2020043160W WO2021117453A1 WO 2021117453 A1 WO2021117453 A1 WO 2021117453A1 JP 2020043160 W JP2020043160 W JP 2020043160W WO 2021117453 A1 WO2021117453 A1 WO 2021117453A1
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axis current
period
current
current command
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PCT/JP2020/043160
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English (en)
French (fr)
Inventor
井手徹
Original Assignee
株式会社豊田自動織機
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • the alternating current flowing through the motor is converted into a d-axis current and a q-axis current, and the voltage command value is such that the d-axis current and the q-axis current approach the d-axis current command value and the q-axis current command value.
  • the drive of the motor is controlled by turning on and off the plurality of switching elements provided in the inverter circuit by the drive signal according to the comparison result between the voltage command value and the carrier, that is, the motor by so-called vector control.
  • vector control There is something that controls the drive of.
  • control device of an electric motor there is a device that corrects a voltage command value by the polarity of an alternating current in a dead time when switching elements connected in series with each other are prohibited from being turned on at the same time.
  • Patent Document 1 is a related technique.
  • an object according to one aspect of the present invention is to suppress deterioration of controllability of driving of the motor due to high frequency current included in the alternating current flowing through the motor, and to reduce loss due to an increase in current flowing through a switching element or the like. It is to provide a control device for an electric motor that can be used.
  • the electric motor control device has an inverter circuit that drives the electric motor by turning on and off a plurality of switching elements, and converts the alternating current flowing through the electric motor into a d-axis current and a q-axis current.
  • the voltage command value is obtained so that the d-axis current and the q-axis current approach the d-axis current command value and the q-axis current command value, and a plurality of switching elements are selected by the drive signal according to the comparison result between the voltage command value and the carrier. It is equipped with a control circuit that turns it on and off.
  • the control circuit corrects the voltage command value by the polarity of the alternating current during the dead time when switching elements connected in series with each other are prohibited from turning on at the same time, and the d-axis current in a certain period before and after the alternating current becomes zero.
  • the command value is made larger than the d-axis current command value in a period other than a certain period.
  • the slope of the alternating current becomes relatively large in a certain period of time, so that it is possible to suppress the frequent switching of the polarity of the alternating current during the dead time within a certain period of time. Therefore, the correction accuracy of the voltage command value can be improved, and the deterioration of the controllability of the drive of the electric motor can be suppressed.
  • the d-axis current command value Id * is relatively large only in a certain period of one cycle of the rotor of the motor, the d-axis current is in all periods of one cycle of the rotor. Compared with the case where the command value Id * is relatively large, the current flowing through the switching element or the like can be suppressed, and the loss due to the increase in the current flowing through the switching element or the like can be reduced.
  • control circuit makes the frequency of the carrier wave in a certain period larger than the frequency of the carrier wave in a period other than the fixed period.
  • the amplitude value of the high-frequency current included in the alternating current can be reduced during the dead time within a certain period, so that it is possible to further suppress the frequent switching of the polarity of the alternating current. Therefore, the correction accuracy of the voltage command value can be further improved, and the deterioration of the controllability of the drive of the electric motor can be further suppressed.
  • the d-axis current command value Id * and the frequency f of the carrier are relatively large only in a certain period of one cycle of the rotor of the motor M, all of the one cycle of the rotor Compared to the case where the d-axis current command value Id * and the frequency f of the carrier are relatively large during the period, the current flowing through the switching element and the number of switchings per unit time of the switching element can be suppressed, and the switching element and the like can be suppressed. It is possible to reduce the loss due to the increase in the current flowing through the circuit and the loss due to the increase in the number of switching times of the switching element.
  • the present invention it is possible to suppress a decrease in controllability of driving of an electric motor due to a high frequency current included in an alternating current flowing through the electric motor, and to reduce a loss due to an increase in the current flowing through the switching element.
  • FIG. 1 It is a figure which shows an example of the control device of the electric motor of an embodiment. It is a flowchart which shows an example of the operation of the control circuit in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the relationship between an alternating current, a threshold value, and a carrier wave in Example 1.
  • FIG. It is a flowchart which shows an example of the operation of the control circuit in Example 2.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a control device for an electric motor according to an embodiment.
  • the control device 1 shown in FIG. 1 controls the drive of the electric motor M mounted on a vehicle such as an electric forklift or a plug-in hybrid vehicle, and includes an inverter circuit 2, a control circuit 3, and a current sensor Se1. ⁇ Se3 is provided.
  • the inverter circuit 2 drives the motor M by the DC power supplied from the DC power supply P, and includes a capacitor C and switching elements SW1 to SW6 (for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)). That is, one end of the capacitor C is connected to the positive electrode terminal of the DC power supply P and each collector terminal of the switching elements SW1, SW3, SW5, and the other end of the capacitor C is the negative electrode terminal of the DC power supply P and the switching elements SW2, SW4, SW6. It is connected to each emitter terminal of. The connection point between the emitter terminal of the switching element SW1 and the collector terminal of the switching element SW2 is connected to the U-phase input terminal of the motor M via the current sensor Se1.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • connection point between the emitter terminal of the switching element SW3 and the collector terminal of the switching element SW4 is connected to the V-phase input terminal of the motor M via the current sensor Se2.
  • connection point between the emitter terminal of the switching element SW5 and the collector terminal of the switching element SW6 is connected to the W phase input terminal of the motor M via the current sensor Se3.
  • the capacitor C smoothes the voltage Vin output from the DC power supply P and input to the inverter circuit 2.
  • the switching element SW1 is turned on or off based on the drive signal S1 output from the control circuit 3.
  • the switching element SW2 is turned on or off based on the drive signal S2 output from the control circuit 3.
  • the switching element SW3 is turned on or off based on the drive signal S3 output from the control circuit 3.
  • the switching element SW4 is turned on or off based on the drive signal S4 output from the control circuit 3.
  • the switching element SW5 is turned on or off based on the drive signal S5 output from the control circuit 3.
  • the switching element SW6 is turned on or off based on the drive signal S6 output from the control circuit 3.
  • the DC power output from the DC power supply P is converted into three AC powers whose phases are 120 degrees different from each other, and the AC powers are the U phase of the motor M.
  • the rotor of the motor M is rotated by being input to the input terminals of the V phase and the W phase.
  • the current sensors Se1 to Se3 are composed of a Hall element, a shunt resistor, and the like.
  • the current sensor Se1 detects the alternating current Iu flowing in the U phase of the motor M and outputs it to the control circuit 3
  • the current sensor Se2 detects the alternating current Iv flowing in the V phase of the motor M and outputs it to the control circuit 3.
  • the current sensor Se3 detects the alternating current Iw flowing in the W phase of the motor M and outputs it to the control circuit 3.
  • the alternating currents Iu, Iv, and Iw are not particularly distinguished, they are simply referred to as alternating currents I.
  • the control circuit 3 includes a drive circuit 4 and a calculation unit 5.
  • the drive circuit 4 is composed of an IC (Integrated Circuit) or the like, and compares the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * output from the arithmetic unit 5 with a carrier wave (triangle wave, sawtooth wave, reverse sawtooth wave, etc.). Then, the drive signals S1 to S6 according to the comparison result are output to the respective gate terminals of the switching elements SW1 to SW6. For example, when the voltage command value Vu * is equal to or higher than the carrier wave, the drive circuit 4 outputs a high-level drive signal S1 and outputs a low-level drive signal S2, and the voltage command value Vu * is smaller than the carrier wave.
  • the low-level drive signal S1 is output, and the high-level drive signal S2 is output. Further, the drive circuit 4 outputs a high-level drive signal S3 and a low-level drive signal S4 when the voltage command value Vv * is equal to or higher than the carrier wave, and the voltage command value Vv * is smaller than the carrier wave. , The low-level drive signal S3 is output, and the high-level drive signal S4 is output. Further, the drive circuit 4 outputs a high-level drive signal S5 and a low-level drive signal S6 when the voltage command value Vw * is equal to or higher than the carrier wave, and the voltage command value Vw * is smaller than the carrier wave. , The low-level drive signal S5 is output, and the high-level drive signal S6 is output.
  • the calculation unit 5 is composed of a microcomputer or the like, and includes a coordinate conversion unit 6, an estimation unit 7, a subtraction unit 8, a speed control unit 9, a d-axis current command value output unit 10, and subtraction units 11 and 12. , A current control unit 13 and a coordinate conversion unit 14 are provided.
  • the microcomputer executes a coordinate conversion unit 6, an estimation unit 7, a subtraction unit 8, a speed control unit 9, a d-axis current command value output unit 10, and subtraction.
  • Units 11 and 12, current control unit 13, and coordinate conversion unit 14 are realized.
  • the coordinate conversion unit 6 converts the alternating currents Iu, Iv, and Iw detected by the current sensors Se1 to Se3 into the d-axis current Id and the q-axis current Iq using the position ⁇ ⁇ output from the estimation unit 7. ..
  • the coordinate conversion unit 6 converts the currents Iu, Iv, and Iw into the d-axis current Id and the q-axis current Iq by using the conversion matrix C1 shown in the following equation 1.
  • the estimation unit 7 uses the d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage command value Vq * output from the current control unit 13 and the d-axis current Id and q-axis current Iq output from the coordinate conversion unit 6.
  • the rotation speed (rotation speed) ⁇ ⁇ and the position ⁇ ⁇ of the rotor of the motor M are estimated.
  • the estimation unit 7 calculates the counter electromotive force ed ⁇ and the counter electromotive force eq ⁇ by the following equations 2 and 3. Note that R indicates the resistance contained in the motor M, and L indicates the inductance of the coil contained in the motor M.
  • the estimation unit 7 calculates the error ⁇ e ⁇ by the following equation 4.
  • the estimation unit 7 obtains the rotation speed ⁇ ⁇ such that the error ⁇ e ⁇ becomes zero in the following equation 5.
  • Kp indicates the constant of the proportional term of PI (Proportional Integral) control
  • Ki indicates the constant of the integral term of PI control.
  • the estimation unit 7 calculates the position ⁇ ⁇ by the following equation 6. Note that s indicates a Laplace operator.
  • the subtraction unit 8 calculates the difference ⁇ between the rotation speed command value ⁇ * input from the outside and the rotation speed ⁇ ⁇ output from the estimation unit 7.
  • the speed control unit 9 converts the difference ⁇ output from the subtraction unit 8 into the q-axis current command value Iq *.
  • the speed control unit 9 obtains the q-axis current command value Iq * such that the difference ⁇ becomes zero in the following equation 7.
  • the d-axis current command value output unit 10 outputs a predetermined d-axis current command value Id *.
  • the subtraction unit 11 calculates the difference ⁇ Id between the d-axis current command value Id * output from the d-axis current command value output unit 10 and the d-axis current Id output from the coordinate conversion unit 6.
  • the subtraction unit 12 calculates the difference ⁇ Iq between the q-axis current command value Iq * output from the speed control unit 9 and the q-axis current Iq output from the coordinate conversion unit 6.
  • the current control unit 13 converts the difference ⁇ Id output from the subtraction unit 11 and the difference ⁇ Iq output from the subtraction unit 12 into the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq *.
  • the current control unit 13 calculates the d-axis voltage command value Vd * using the following formula 8 and calculates the q-axis voltage command value Vq * using the following formula 9.
  • Lq indicates the q-axis inductance of the coil included in the motor M
  • Ld indicates the d-axis inductance of the coil included in the motor M
  • Ke indicates the induced voltage constant.
  • Vd * Kp ⁇ ⁇ Id + Ki ⁇ ⁇ ( ⁇ Id) dt- ⁇ LqIq ⁇ ⁇ ⁇ Equation 8
  • Vq * Kp ⁇ ⁇ Iq + Ki ⁇ ⁇ ( ⁇ Iq) dt + ⁇ LdId + ⁇ Ke ⁇ ⁇ ⁇ Equation 9
  • the coordinate conversion unit 14 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * into voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * using the position ⁇ ⁇ output from the estimation unit 7. To do.
  • the coordinate conversion unit 14 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * into the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * using the conversion matrix C2 shown in the following equation 10. To do.
  • the coordinate conversion unit 14 sets the calculation result of the following equation 11 as the phase angle ⁇ .
  • the coordinate conversion unit 14 sets the addition result of the phase angle ⁇ and the position ⁇ ⁇ as the target position ⁇ v.
  • the coordinate conversion unit 14 refers to the information indicating the correspondence between the target position ⁇ v and the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * stored in advance in a storage unit (not shown), and refers to the target position. Obtain the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * corresponding to ⁇ v.
  • the coordinate conversion unit 14 sets the rotation speed ⁇ ⁇ to a desired rotation speed, or the q-axis current Iq (torque of the electric motor M) is desired q.
  • the voltage command value Vu * is corrected by the polarity of the AC current Iu so that the shaft current Iq is obtained
  • the voltage command value Vv * is corrected by the polarity of the AC current Iv
  • the voltage command value Vw is corrected by the polarity of the AC current Iw. * Correct.
  • the dead time is a period during which switching elements SW1 and SW2 connected in series with each other are prohibited from being turned on at the same time, a period during which switching elements SW3 and SW4 connected in series with each other are prohibited from being turned on at the same time, and a period during which they are prohibited from being turned on at the same time.
  • This is a period during which switching elements SW5 and SW6 connected in series are prohibited from being turned on at the same time.
  • the coordinate conversion unit 14 sets the drive signals S1 and S2 to the low level, the drive signals S3 and S4 to the low level, and the drive signals S5 and S6 to the low level in the dead time.
  • the coordinate conversion unit 14 outputs the frequency f of the carrier wave to the drive circuit 4.
  • the drive circuit 4 has drive signals S1 to S6 according to the comparison result between the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * output from the coordinate conversion unit 14 and the carrier wave of the frequency f output from the coordinate conversion unit 14. Is output.
  • the control circuit 3 in the first embodiment makes the d-axis current command value Id * in Tu1 for a certain period before and after the AC current Iu becomes zero larger than the d-axis current command value Id * in Tu2 for a period other than Tu1 for a certain period. Further, in the control circuit 3 in the first embodiment, the d-axis current command value Id * in the fixed period Tv1 before and after the AC current Iv becomes zero is larger than the d-axis current command value Id * in the period Tv2 other than the fixed period Tv1. To do.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tw1 before and after the AC current Iw becomes zero is larger than the d-axis current command value Id * in the period Tw2 other than the fixed period Tw1.
  • Tu1, Tv1 and Tw1 are not particularly distinguished for a certain period of time, it is simply referred to as T1 for a certain period of time.
  • the period Tu2, Tv2, and Tw2 are not particularly distinguished, it is simply referred to as the period T2.
  • FIG. 2 is a flowchart showing an example of the operation of the control circuit 3 in the first embodiment.
  • the control circuit 3 sets the d-axis current command value Id * to the d-axis current command value Id * in the d-axis current command value output unit 10.
  • the threshold value Is is set in advance based on the alternating current I when the period in which the polarity of the alternating current I is frequently switched is the longest.
  • the period in which the polarity of the alternating current I is frequently switched is defined as a period in which the number of times the polarity of the alternating current I is switched per unit time continues to be equal to or greater than a predetermined value.
  • step S11 when the absolute value of the alternating current I is larger than the threshold value Is (step S11: No), the control circuit 3 sets the d-axis current command value Id * to the d-axis current command value Id in the d-axis current command value output unit 10. Set to * 2 (step S13).
  • the d-axis current command value Id * in the period when the absolute value of the AC current I is equal to or less than the threshold Is is made larger than the d-axis current command value Id * in the period when the absolute value of the AC current I is larger than the threshold Is.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period T1 before and after the AC current I becomes zero can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period T2 other than the fixed period T1.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the alternating current Iu, the threshold value Is, and the carrier wave in the first embodiment.
  • the horizontal axis of the two-dimensional coordinates shown in FIG. 3 indicates the target position ⁇ v, and the horizontal axis indicates the current or voltage.
  • the control circuit 3 sets the d-axis current command value Id * during a period (a certain period of time Tu1) in which the positive alternating current Iu is equal to or less than the positive threshold Is or the negative alternating current Iu is equal to or less than the negative threshold Is.
  • a period a certain period of time Tu1
  • the positive alternating current Iu is equal to or less than the positive threshold Is or the negative alternating current Iu is equal to or less than the negative threshold Is.
  • the axis current command value Id * 1, and the d-axis current command value Id during the period (period Tu2) in which the positive AC current Iu is larger than the positive threshold Is or the negative AC current Iu is larger than the negative threshold Is.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tu1 can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period Tu2.
  • control circuit 3 has a d-axis current command value Id during a period (constant period Tv1) in which the positive alternating current Iv is equal to or less than the positive threshold Isth or the negative alternating current Iv is equal to or less than the negative threshold Isth. * Is set to the frequency f1, and the d-axis current command value Id * in the period (period Tv2) in which the positive AC current Iv is larger than the positive threshold Is or the negative AC current Iv is larger than the negative threshold Is is the frequency. Set to f2.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tv1 can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period Tv2.
  • control circuit 3 has a d-axis current command value Id * during a period (constant period Tw1) in which the positive AC current Iw is equal to or less than the positive threshold Isth or the negative AC current Iw is equal to or less than the negative threshold Isth.
  • Is set to the d-axis current command value Id * 1, and the d-axis current command during the period (period Tw2) in which the positive AC current Iw is larger than the positive threshold Is or the negative AC current Iw is larger than the negative threshold Is.
  • the value Id * is set to the d-axis current command value Id * 2.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tw1 can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period Tw2.
  • the inclination of the alternating current I in T1 for a certain period before and after the alternating current I becomes zero becomes relatively large, so that it is possible to suppress frequent switching of the polarity of the alternating current I due to the high frequency current.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period T1 before and after the alternating current I becomes zero is set to the d-axis current command value Id * in the period T2 other than the fixed period T1. Since the configuration is made larger, the inclination of the alternating current I can be made relatively large during the dead time within T1 for a certain period of time, and it is possible to suppress the frequent switching of the polarity of the alternating current I due to the high frequency current. .. Therefore, the correction accuracy of the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * in the dead time can be improved, and the deterioration of the controllability of the drive of the motor M can be suppressed.
  • control device 1 of the first embodiment has a configuration in which the d-axis current command value Id * is relatively large only in T1 of one cycle of the rotor of the motor M, one cycle of the rotor In all of these periods, the current flowing through the switching elements SW1 to SW6 can be suppressed and the current flowing through the switching elements SW1 to SW6 increases, as compared with the case where the d-axis current command value Id * is relatively large. Loss due to can be reduced.
  • the control circuit 3 in the second embodiment sets the d-axis current command value Id * in Tu1'for a certain period before and after the AC current Iu becomes zero from the d-axis current command value Id * in Tu2' for a period other than Tu1' for a certain period. Enlarge. Further, the control circuit 3 in the second embodiment sets the d-axis current command value Id * in Tv1'for a certain period before and after the AC current Iv becomes zero, and the d-axis current command value Id in Tv2'for a period other than Tv1' for a certain period. * Make it larger.
  • control circuit 3 in the second embodiment sets the d-axis current command value Id * in the fixed period Tw1'before and after the AC current Iw becomes zero, and the d-axis current command value Id in the period Tw2'other than the fixed period Tw1'. * Make it larger.
  • Tu1', Tv1', and Tw1'for a certain period of time are not particularly distinguished, it is simply referred to as T1'for a certain period of time.
  • the period Tu2', Tv2', and Tw2'are not particularly distinguished it is simply referred to as the period T2'.
  • the frequency f of the carrier wave in the period Tu1' is made larger than the frequency f of the carrier wave in the period Tu2'.
  • the frequency f of the carrier wave in the period Tv1' is made larger than the frequency f of the carrier wave in the period Tv2'.
  • the frequency f of the carrier wave in the period Tw1' is made larger than the frequency f of the carrier wave in the period Tw2'.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an example of the operation of the control circuit 3 in the second embodiment.
  • the control circuit 3 sets the d-axis current command value Id * to the d-axis current command value Id * in the d-axis current command value output unit 10. It is set to 1 (step S22), and the frequency f of the carrier wave is set to the frequency f1 in the coordinate conversion unit 14 (step S23).
  • the control circuit 3 sets the d-axis current command value Id * to the d-axis current command value Id in the d-axis current command value output unit 10. * 2 is set (step S24), and the frequency f of the carrier wave is set to the frequency f2 in the coordinate conversion unit 14 (step S25).
  • the d-axis current command value Id * during the period when the absolute value of the AC current I is equal to or less than the threshold Is is made larger than the d-axis current command value Id * during the period when the absolute value of the AC current I is larger than the threshold Is.
  • the frequency f of the carrier during the period when the absolute value of the AC current I is equal to or less than the threshold Is can be made larger than the frequency f of the carrier during the period when the absolute value of the AC current I is larger than the threshold Is.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period T1'before and after the AC current I becomes zero can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period T2'other than the fixed period T1'.
  • the frequency f of the carrier wave in the fixed period T1' can be made larger than the frequency f of the carrier wave in the period T2'other than the fixed period T1'.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the alternating current Iu, the threshold value Is, and the carrier wave in the second embodiment.
  • the horizontal axis of the two-dimensional coordinates shown in FIG. 5 indicates the target position ⁇ v, and the horizontal axis indicates the current or voltage.
  • the control circuit 3 in the second embodiment is a d-axis current command during a period (a certain period of time Tu1') in which the positive alternating current Iu is equal to or less than the positive threshold current Iu or the negative alternating current Iu is equal to or less than the negative threshold current Ith.
  • the d-axis current command value Id * is set to the d-axis current command value Id * 2.
  • control circuit 3 in the second embodiment is a carrier of a carrier during a period (a certain period of time Tu1') in which the positive alternating current Iu is equal to or less than the positive threshold Is or the negative alternating current Iu is equal to or less than the negative threshold Is.
  • the frequency f is set to the frequency f1
  • the frequency f of the carrier during the period (period Tu2') in which the positive AC current Iu is larger than the positive threshold Is or the negative AC current Iu is larger than the negative threshold Is is set to the frequency f2.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tu1' can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period Tu2', and the frequency f of the carrier wave in the fixed period Tu1' can be set to the period Tu2'. It can be made larger than the frequency f of the carrier wave in.
  • control circuit 3 in the second embodiment d in a period (constant period Tv1') in which the positive alternating current Iv is equal to or less than the positive threshold Is or the negative alternating current Iv is equal to or less than the negative threshold Is.
  • the axis current command value Id * is set to the d-axis current command value Id * 1, and the period during which the positive AC current Iv is larger than the positive threshold Is or the negative AC current Iv is larger than the negative threshold Is (period Tv2).
  • the d-axis current command value Id * in ⁇ ) is set to the d-axis current command value Id * 2.
  • control circuit 3 in the second embodiment is a carrier of a carrier during a period (constant period Tv1') in which the positive alternating current Iv is equal to or less than the positive threshold Is or the negative alternating current Iv is equal to or less than the negative threshold Is.
  • the frequency f is set to the frequency f1
  • the frequency f of the carrier during the period (period Tv2') in which the positive AC current Iv is larger than the positive threshold Is or the negative AC current Iv is larger than the negative threshold Is is set to the frequency f2.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tv1' can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period Tv2', and the frequency f of the carrier wave in the fixed period Tv1' can be set to the period Tv2'. It can be made larger than the frequency f of the carrier wave in.
  • control circuit 3 in the second embodiment has a d-axis during a period (constant period Tw1') in which the positive alternating current Iw is equal to or less than the positive threshold Isth or the negative alternating current Iw is equal to or less than the negative threshold Isth.
  • control circuit 3 in the second embodiment is a carrier of a carrier during a period (constant period Tw1') in which the positive alternating current Iw is equal to or less than the positive threshold Is or the negative alternating current Iw is equal to or less than the negative threshold Is.
  • the frequency f is set to the frequency f1
  • the frequency f of the carrier during the period (period Tw2') in which the positive alternating current Iw is larger than the positive threshold Is or the negative alternating current Iw is larger than the negative threshold Is is set to the frequency f2.
  • the d-axis current command value Id * in the fixed period Tw1' can be made larger than the d-axis current command value Id * in the period Tw2', and the frequency f of the carrier wave in the fixed period Tw1' can be set to the period Tw2'. It can be made larger than the frequency f of the carrier wave in.
  • the amplitude value of the high frequency current included in the AC current I can be made smaller than that in the period T2'other than the fixed period T1', so that the amplitude value is constant.
  • the period T1' it is possible to suppress the frequent switching of the polarity of the alternating current I.
  • the control device 1 of the second embodiment since not only the d-axis current command value Id * but also the frequency f of the carrier wave is relatively large in T1'for a certain period of time, the polarity of the alternating current I is frequently switched. Can be further suppressed. As a result, the correction accuracy of the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * can be further improved, and the deterioration of the controllability of the drive of the motor M can be further suppressed.
  • control device 1 of the second embodiment has a configuration in which the d-axis current command value Id * and the frequency f of the carrier are relatively large only in a certain period T1'of one cycle of the rotor of the motor M. ,
  • the number of switching times per unit time of SW6 can be suppressed, and the loss due to the increase in the current flowing through the switching elements SW1 to SW6 and the loss due to the increase in the number of switching times of the switching elements SW1 to SW6 can be reduced.
  • the control device 1 of the above embodiment has a configuration in which the position ⁇ ⁇ estimated by the estimation unit 7 is output to the coordinate conversion units 6 and 14, but the rotation of the electric motor M detected by a detector such as an encoder or a resolver.
  • the position ⁇ of the child may be output to the coordinate conversion units 6 and 14 instead of the position ⁇ ⁇ .
  • control device 1 of the above embodiment is configured to include the current sensors Se1 to Se3, it may be configured to include two current sensors of the current sensors Se1 to Se3. In this configuration, the control device 1 obtains the remaining alternating current using the two alternating currents detected by the two current sensors.
  • Control device 2 Inverter circuit 3
  • Control circuit 4 Drive circuit 5
  • Calculation unit 6 Coordinate conversion unit 7
  • Estimate unit 8 Subtraction unit 9
  • Speed control unit 10 d-axis current command value output unit 11
  • Subtraction unit 12 Subtraction unit 13
  • Current control unit 14 Coordinate conversion Department

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Abstract

ｄ軸電流（Ｉｄ）及びｑ軸電流（Ｉｑ）がｄ軸電流指令値（Ｉｄ＊）及びｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）に近づくように電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を求めるとともに、電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と搬送波との比較結果に応じた駆動信号（Ｓ１～Ｓ６）によりスイッチング素子（ＳＷ１～ＳＷ６）をオン、オフさせる制御回路（３）を備えて制御装置（１）を構成し、制御回路（３）は、デッドタイムにおいて交流電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の極性により電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を補正するとともに、交流電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）がゼロになる前後の一定期間（Ｔ１）におけるｄ軸電流指令値（Ｉｄ＊）を、一定期間（Ｔ１）以外の期間（Ｔ２）におけるｄ軸電流指令値（Ｉｄ＊）より大きくする。

Description

電動機の制御装置
　本発明は、電動機の制御装置に関する。
　電動機の制御装置として、電動機に流れる交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、そのｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に近づくように電圧指令値を求め、その電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号によりインバータ回路に備えられる複数のスイッチング素子をそれぞれオン、オフさせることで電動機の駆動を制御するもの、いわゆる、ベクトル制御により電動機の駆動を制御するものがある。
　また、電動機の他の制御装置として、互いに直列接続されるスイッチング素子が同時にオンすることが禁止されるデッドタイムにおいて、交流電流の極性により電圧指令値を補正するものがある。
　しかしながら、上記他の制御装置では、交流電流がゼロ付近になる場合、交流電流に含まれる高周波電流により交流電流の極性が頻繁に切り替わるため、デッドタイムにおける電圧指令値の補正精度が低下し、電動機の駆動の制御性が低下するおそれがある。
　そこで、さらに他の制御装置として、ｄ軸電流指令値を比較的大きくするものがある。このように、ｄ軸電流指令値を比較的大きくすることで、交流電流の振幅値が大きくなり、ゼロ付近の交流電流の傾きが大きくなる。これにより、高周波電流により交流電流の極性が頻繁に切り替わることを抑えることができるため、デッドタイムにおける電圧指令値の補正精度の低下を抑制することができる。関連する技術として、特許文献１がある。
特開２０１５－１２６６４１号公報
　しかしながら、ｄ軸電流指令値を比較的大きくする制御装置では、交流電流の振幅値が大きくなるため、スイッチング素子などに流れる電流増加による損失が懸念される。
　そこで、本発明の一側面に係る目的は、電動機に流れる交流電流に含まれる高周波電流により、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制するとともに、スイッチング素子などに流れる電流増加による損失を低減することが可能な電動機の制御装置を提供することである。
　本発明に係る一つの形態である電動機の制御装置は、複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより電動機を駆動するインバータ回路と、電動機に流れる交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に近づくように電圧指令値を求め、電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号により複数のスイッチング素子をオン、オフさせる制御回路とを備える。
　制御回路は、互いに直列接続されるスイッチング素子が同時にオンすることが禁止されるデッドタイムにおいて交流電流の極性により電圧指令値を補正するとともに、交流電流がゼロになる前後の一定期間におけるｄ軸電流指令値を、一定期間以外の期間におけるｄ軸電流指令値より大きくする。
　これにより、一定期間における交流電流の傾きが比較的大きくなるため、一定期間内のデッドタイムにおいて交流電流の極性が頻繁に切り替わることを抑制することができる。そのため、電圧指令値の補正精度を向上させることができ、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制することができる。
　また、電動機の回転子の１周期のうちの一定期間のみにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を比較的大きくする構成であるため、回転子の１周期のうちの全ての期間において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を比較的大きくする場合に比べて、スイッチング素子などに流れる電流を抑えることができ、スイッチング素子などに流れる電流増加による損失を低減することができる。
　また、制御回路は、一定期間における搬送波の周波数を、一定期間以外の期間における搬送波の周波数より大きくする。
　これにより、一定期間内のデッドタイムにおいて、交流電流に含まれる高周波電流の振幅値を小さくさせることができるため、交流電流の極性が頻繁に切り替わることをさらに抑制することができる。そのため、電圧指令値の補正精度をさらに向上させることができ、電動機の駆動の制御性が低下することをさらに抑制することができる。
　また、電動機Ｍの回転子の１周期のうちの一定期間のみにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び搬送波の周波数ｆを比較的大きくする構成であるため、回転子の１周期のうちの全ての期間において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び搬送波の周波数ｆを比較的大きくする場合に比べて、スイッチング素子などに流れる電流やスイッチング素子の単位時間あたりのスイッチング回数を抑えることができ、スイッチング素子などに流れる電流増加による損失やスイッチング素子のスイッチング回数増加による損失を低減することができる。
　本発明によれば、電動機に流れる交流電流に含まれる高周波電流により、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制するとともに、スイッチング素子に流れる電流増加による損失を低減することができる。
実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。 実施例１における制御回路の動作の一例を示すフローチャートである。 実施例１における交流電流と閾値と搬送波との関係を示す図である。 実施例２における制御回路の動作の一例を示すフローチャートである。 実施例２における交流電流と閾値と搬送波との関係を示す図である。
　以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
　図１は、実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。
　図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される電動機Ｍの駆動を制御するものであって、インバータ回路２と、制御回路３と、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３とを備える。
　インバータ回路２は、直流電源Ｐから供給される直流電力により電動機Ｍを駆動するものであって、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端が直流電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端が直流電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ３を介して電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。
　コンデンサＣは、直流電源Ｐから出力されインバータ回路２へ入力される電圧Ｖｉｎを平滑する。
　スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ１に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ２に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ３に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ４に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ５に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ６に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がそれぞれオンまたはオフすることで、直流電源Ｐから出力される直流電力が、互いに位相が１２０度ずつ異なる３つの交流電力に変換され、それら交流電力が電動機ＭのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の入力端子に入力され電動機Ｍの回転子が回転する。
　電流センサＳｅ１～Ｓｅ３は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成される。電流センサＳｅ１は電動機ＭのＵ相に流れる交流電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力し、電流センサＳｅ２は電動機ＭのＶ相に流れる交流電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力し、電流センサＳｅ３は電動機ＭのＷ相に流れる交流電流Ｉｗを検出して制御回路３に出力する。なお、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを特に区別しない場合、単に、交流電流Ｉとする。
　制御回路３は、ドライブ回路４と、演算部５とを備える。
　ドライブ回路４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、演算部５から出力される電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波（三角波、ノコギリ波、または逆ノコギリ波など）とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。例えば、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ２を出力し、電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ２を出力する。また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ４を出力し、電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ４を出力する。また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ６を出力し、電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ６を出力する。
　演算部５は、マイクロコンピュータなどにより構成され、座標変換部６と、推定部７と、減算部８と、速度制御部９と、ｄ軸電流指令値出力部１０と、減算部１１、１２と、電流制御部１３と、座標変換部１４とを備える。例えば、マイクロコンピュータが不図示の記憶部に記憶されているプログラムを実行することにより、座標変換部６、推定部７、減算部８、速度制御部９、ｄ軸電流指令値出力部１０、減算部１１、１２、電流制御部１３、及び座標変換部１４が実現される。
　座標変換部６は、推定部７から出力される位置θ＾を用いて、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３により検出される交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
　例えば、座標変換部６は、下記式１に示す変換行列Ｃ１を用いて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　推定部７は、電流制御部１３から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊並びに座標変換部６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、電動機Ｍの回転子の回転速度（回転数）ω＾及び位置θ＾を推定する。
　例えば、推定部７は、下記式２及び式３により、逆起電力ｅｄ＾及び逆起電力ｅｑ＾を演算する。なお、Ｒは電動機Ｍに含まれる抵抗を示し、Ｌは電動機Ｍに含まれるコイルのインダクタンスを示す。
　ｅｄ＾＝Ｖｄ＊－Ｒ×Ｉｄ＋ω＾×Ｌ×Ｉｄ・・・式２
　ｅｑ＾＝Ｖｑ＊－Ｒ×Ｉｑ－ω＾×Ｌ×Ｉｑ・・・式３
　次に、推定部７は、下記式４により、誤差θｅ＾を演算する。
　θｅ＾＝ｔａｎ－１ （ｅｄ＾／ｅｑ＾）・・・式４
　次に、推定部７は、下記式５において誤差θｅ＾がゼロになるような回転速度ω＾を求める。なお、ＫｐはＰＩ（Proportional Integral）制御の比例項の定数を示し、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数を示す。
　ω＾＝Ｋｐ×θｅ＾＋Ｋｉ×∫（θｅ＾）ｄｔ・・・式５
　そして、推定部７は、下記式６により、位置θ＾を演算する。なお、ｓはラプラス演算子を示す。
　θ＾＝（１／ｓ）×ω＾・・・式６
　減算部８は、外部から入力される回転速度指令値ω＊と推定部７から出力される回転速度ω＾との差Δωを算出する。
　速度制御部９は、減算部８から出力される差Δωを、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。
　例えば、速度制御部９は、下記式７において差Δωがゼロになるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。
　Ｉｑ＊＝Ｋｐ×Δω＋Ｋｉ×∫（Δω）ｄｔ・・・式７
　ｄ軸電流指令値出力部１０は、所定のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。
　減算部１１は、ｄ軸電流指令値出力部１０から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、座標変換部６から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。
　減算部１２は、速度制御部９から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、座標変換部６から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。
　電流制御部１３は、減算部１１から出力される差ΔＩｄ及び減算部１２から出力される差ΔＩｑを、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換する。
　例えば、電流制御部１３は、下記式８を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともに、下記式９を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。なお、Ｌｑは電動機Ｍに含まれるコイルのｑ軸インダクタンスを示し、Ｌｄは電動機Ｍに含まれるコイルのｄ軸インダクタンスを示し、Ｋｅは誘起電圧定数を示す。
　Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｄ）ｄｔ－ωＬｑＩｑ・・・式８
　Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｑ）ｄｔ＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅ・・・式９
　座標変換部１４は、推定部７から出力される位置θ＾を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。
　例えば、座標変換部１４は、下記式１０に示す変換行列Ｃ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　または、座標変換部１４は、下記式１１の計算結果を、位相角δとする。
　δ＝ｔａｎ－１（－Ｖｑ＊／Ｖｄ＊） ・・・式１１
　次に、座標変換部１４は、位相角δと、位置θ＾との加算結果を、目標位置θｖとする。
　そして、座標変換部１４は、不図示の記憶部に予め記憶されている、目標位置θｖと、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊との対応関係を示す情報を参照して、目標位置θｖに対応する電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める。
　また、座標変換部１４は、目標位置θｖがデッドタイム内に存在する場合、回転速度ω＾が所望な回転速度になるように、または、ｑ軸電流Ｉｑ（電動機Ｍのトルク）が所望なｑ軸電流Ｉｑになるように、交流電流Ｉｕの極性により電圧指令値Ｖｕ＊を補正するとともに、交流電流Ｉｖの極性により電圧指令値Ｖｖ＊を補正するとともに、交流電流Ｉｗの極性により電圧指令値Ｖｗ＊を補正する。なお、デッドタイムは、互いに直列接続されるスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が同時にオンすることが禁止される期間、互いに直列接続されるスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４が同時にオンすることが禁止される期間、及び互いに直列接続されるスイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６が同時にオンすることが禁止される期間とする。具体的には、座標変換部１４は、デッドタイムにおいて、駆動信号Ｓ１、Ｓ２をローレベルにし、駆動信号Ｓ３、Ｓ４をローレベルにし、駆動信号Ｓ５、Ｓ６をローレベルにする。
　また、座標変換部１４は、搬送波の周波数ｆをドライブ回路４に出力する。ドライブ回路４は、座標変換部１４から出力される電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、座標変換部１４から出力される周波数ｆの搬送波との比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６を出力する。
＜実施例１＞
　実施例１における制御回路３は、交流電流Ｉｕがゼロになる前後の一定期間Ｔｕ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｕ１以外の期間Ｔｕ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。また、実施例１における制御回路３は、交流電流Ｉｖがゼロになる前後の一定期間Ｔｖ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｖ１以外の期間Ｔｖ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。また、実施例１における制御回路３は、交流電流Ｉｗがゼロになる前後の一定期間Ｔｗ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｗ１以外の期間Ｔｗ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。なお、一定期間Ｔｕ１、Ｔｖ１、Ｔｗ１を特に区別しない場合、単に、一定期間Ｔ１とする。また、期間Ｔｕ２、Ｔｖ２、Ｔｗ２を特に区別しない場合、単に、期間Ｔ２とする。
　図２は、実施例１における制御回路３の動作の一例を示すフローチャートである。
　制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、ｄ軸電流指令値出力部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定する（ステップＳ１２）。なお、閾値Ｉｔｈは、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わる期間が最も長くなるときの交流電流Ｉに基づいて予め設定されているものとする。交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わる期間とは、単位時間あたりの交流電流Ｉの極性の切り替わり回数が所定値以上である状態が継続している期間とする。
　一方、制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、ｄ軸電流指令値出力部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する（ステップＳ１３）。なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１＞ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２とする。
　これにより、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である期間におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい期間におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができる。すなわち、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔ１以外の期間Ｔ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができる。
　図３は、実施例１における交流電流Ｉｕと閾値Ｉｔｈと搬送波との関係を示す図である。なお、図３に示す２次元座標の横軸は目標位置θｖを示し、横軸は電流または電圧を示す。
　制御回路３は、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｕ１）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｕ２）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。
　これにより、一定期間Ｔｕ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｕ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができる。
　同様に、制御回路３は、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｖ１）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｖ２）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を周波数ｆ２に設定する。
　これにより、一定期間Ｔｖ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｖ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができる。
　また、制御回路３は、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｗ１）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｗ２）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。
　これにより、一定期間Ｔｗ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｗ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができる。
　一般に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が大きくなるほど、交流電流Ｉの振幅値が大きくなる。
　これにより、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１における交流電流Ｉの傾きが比較的大きくなるため、高周波電流により交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることを抑制することができる。
　このように、実施例１の制御装置１では、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔ１以外の期間Ｔ２におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする構成であるため、一定期間Ｔ１内のデッドタイムにおいて、交流電流Ｉの傾きを比較的大きくさせることができ、高周波電流により交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることを抑制することができる。そのため、デッドタイムにおける電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の補正精度を向上させることができ、電動機Ｍの駆動の制御性の低下を抑制することができる。
　また、実施例１の制御装置１は、電動機Ｍの回転子の１周期のうちの一定期間Ｔ１のみにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を比較的大きくする構成であるため、回転子の１周期のうちの全ての期間において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を比較的大きくする場合に比べて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６などに流れる電流を抑えることができ、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６などに流れる電流増加による損失を低減することができる。
＜実施例２＞
　実施例２における制御回路３は、交流電流Ｉｕがゼロになる前後の一定期間Ｔｕ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｕ１´以外の期間Ｔｕ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。また、実施例２における制御回路３は、交流電流Ｉｖがゼロになる前後の一定期間Ｔｖ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｖ１´以外の期間Ｔｖ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。また、実施例２における制御回路３は、交流電流Ｉｗがゼロになる前後の一定期間Ｔｗ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｗ１´以外の期間Ｔｗ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。なお、一定期間Ｔｕ１´、Ｔｖ１´、Ｔｗ１´を特に区別しない場合、単に、一定期間Ｔ１´とする。また、期間Ｔｕ２´、Ｔｖ２´、Ｔｗ２´を特に区別しない場合、単に、期間Ｔ２´とする。
　また、実施例２における制御回路３は、一定期間Ｔｕ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｕ２´における搬送波の周波数ｆより大きくする。また、実施例２における制御回路３は、一定期間Ｔｖ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｖ２´における搬送波の周波数ｆより大きくする。また、実施例２における制御回路３は、一定期間Ｔｗ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｗ２´における搬送波の周波数ｆより大きくする。
　図４は、実施例２における制御回路３の動作の一例を示すフローチャートである。
　制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である場合（ステップＳ２１：Ｙｅｓ）、ｄ軸電流指令値出力部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し（ステップＳ２２）、座標変換部１４において、搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定する（ステップＳ２３）。
　一方、制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ２１：Ｎｏ）、ｄ軸電流指令値出力部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定し（ステップＳ２４）、座標変換部１４において、搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する（ステップＳ２５）。なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１＞ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２とする。また、周波数ｆ１＞周波数ｆ２とし、例えば、周波数ｆ１：周波数ｆ２＝２：１または周波数ｆ１：周波数ｆ２＝４：１とする。
　これにより、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である期間におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい期間におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である期間における搬送波の周波数ｆを、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい期間における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。すなわち、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔ１´以外の期間Ｔ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔ１´における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔ１´以外の期間Ｔ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。
　図５は、実施例２における交流電流Ｉｕと閾値Ｉｔｈと搬送波との関係を示す図である。なお、図５に示す２次元座標の横軸は目標位置θｖを示し、横軸は電流または電圧を示している。
　実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｕ１´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｕ２´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。
　また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｕ１´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｕ２´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。
　これにより、一定期間Ｔｕ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｕ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔｕ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｕ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。
　同様に、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｖ１´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｖ２´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。
　また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｖ１´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｖ２´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。
　これにより、一定期間Ｔｖ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｖ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔｖ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｖ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。
　また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｗ１´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｗ２´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。
　また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｗ１´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｗ２´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。
　これにより、一定期間Ｔｗ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｗ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔｗ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｗ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。
　一般に、搬送波の周波数ｆが大きくなるほど、交流電流Ｉに含まれる高周波電流の振幅値が小さくなる。
　そのため、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１´では、一定期間Ｔ１´以外の期間Ｔ２´に比べて、交流電流Ｉに含まれる高周波電流の振幅値を小さくすることができるため、一定期間Ｔ１´において、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることを抑制することができる。
　このように、実施例２の制御装置１では、一定期間Ｔ１´において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊だけでなく搬送波の周波数ｆも比較的大きくするため、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることをさらに抑制することができる。これにより、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の補正精度をさらに向上させることができ、電動機Ｍの駆動の制御性の低下をさらに抑制することができる。
　また、実施例２の制御装置１は、電動機Ｍの回転子の１周期のうちの一定期間Ｔ１´のみにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び搬送波の周波数ｆを比較的大きくする構成であるため、回転子の１周期のうちの全ての期間において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び搬送波の周波数ｆを比較的大きくする場合に比べて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６などに流れる電流やスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の単位時間あたりのスイッチング回数を抑えることができ、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６に流れる電流増加による損失やスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のスイッチング回数増加による損失を低減することができる。
　また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
　上記実施形態の制御装置１は、推定部７で推定される位置θ＾を座標変換部６、１４に出力する構成であるが、エンコーダやレゾルバなどの検出器で検出される、電動機Ｍの回転子の位置θを位置θ＾の代わりに座標変換部６、１４に出力するように構成してもよい。
　また、上記実施形態の制御装置１は、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３を備える構成であるが、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３のうちの２つの電流センサを備えるように構成してもよい。このように構成する場合、制御装置１は、２つの電流センサにより検出される２つの交流電流を用いて残りの交流電流を求める。
１　制御装置
２　インバータ回路
３　制御回路
４　ドライブ回路
５　演算部
６　座標変換部
７　推定部
８　減算部
９　速度制御部
１０　ｄ軸電流指令値出力部
１１　減算部
１２　減算部
１３　電流制御部
１４　座標変換部

 

Claims (2)

  1. 　複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより電動機を駆動するインバータ回路と、
    　前記電動機に流れる交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に近づくように電圧指令値を求めるとともに、前記電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号により前記複数のスイッチング素子をオン、オフさせる制御回路と、
    　を備え、
    　前記制御回路は、互いに直列接続される前記スイッチング素子が同時にオンすることが禁止されるデッドタイムにおいて前記交流電流の極性により前記電圧指令値を補正するとともに、前記交流電流がゼロになる前後の一定期間における前記ｄ軸電流指令値を、前記一定期間以外の期間における前記ｄ軸電流指令値より大きくする
    　ことを特徴とする電動機の制御装置。
  2. 　請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
    　前記制御回路は、前記一定期間における前記搬送波の周波数を、前記一定期間以外の期間における前記搬送波の周波数より大きくする
    　ことを特徴とする電動機の制御装置。

     
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